Un comparador de 7ns, 6mA, de una sola alimentación, construido en el proceso bipolar complementario de Linear a 6 GHz

El LT1394 es un comparador ultrarrápido (7ns), de bajo consumo (6mA) y de una sola fuente, diseñado para funcionar con fuentes de 5V o ±5V. Tiene una tensión de desplazamiento máxima de 2,5 mV, salidas complementarias compatibles con TTL y capacidad de enclavamiento de la salida. El LT1394 es el primer producto fabricado con la tecnología bipolar complementaria de 6 GHz de Linear Technology. Este proceso de geometría fina da como resultado un producto con una velocidad y una potencia significativamente mejoradas en comparación con los comparadores estándar de la industria desarrollados en tecnologías más lentas sólo NPN.

Estas características se combinan para hacer que el LT1394 sea muy adecuado para aplicaciones como osciladores de cristal NTSC de alto rendimiento, convertidores de tensión a frecuencia de una sola fuente y detectores de nivel de alta velocidad y gran precisión. El LT1394 se ofrece en SO-8 y es compatible con los comparadores estándar del sector LT1016 y LT1116.

En la Figura 1 se muestra un esquema simplificado del LT1394. Hay entradas diferenciales (+IN/-IN), salidas diferenciales (OUT/OUT), una entrada de enclavamiento (LATCH) y tres pines de alimentación (VEE, VCC y GND). La topología del circuito consiste en una etapa de entrada diferencial, una etapa de ganancia con cambio de nivel, una etapa de enganche y etapas de salida complementarias. Las etapas de salida complementarias proporcionan una mayor flexibilidad al usuario; la etapa de latch proporciona una precisión de muestreo superior de la señal de entrada sin necesidad de un latch externo.

Figura 1: Diagrama simplificado del LT1394.

La etapa de entrada del LT1394 utiliza un par diferencial PNP (Q1-Q2) con diodos Schottky en los emisores (D1-D2) y cargas resistivas (R1-R2). Los diodos Schottky en serie con los emisores permiten tensiones de entrada diferenciales superiores a la ruptura base-emisor de los transistores de entrada. Dos diodos Schottky adicionales (D11-D12) impiden la inversión de fase de la salida cuando cualquiera de las entradas se conduce lo suficientemente por debajo de VEE para polarizar hacia delante la unión base-colector de su correspondiente transistor de entrada PNP. Para permitir el funcionamiento con una sola alimentación, la etapa de entrada se ha diseñado para tener pequeñas variaciones de tensión a través de las resistencias de carga R1 y R2. Esto garantiza que los PNP de entrada no se saturen con las entradas del LT1394 a VEE.

La ruta de la señal sigue siendo diferencial, ya que se amortigua y se cambia de nivel mediante los transistores Q3-Q4 y los diodos D3-D4. El desplazamiento de nivel impide que la fuente de corriente I8 de la saturación. La segunda etapa de ganancia, compuesta por los transistores Q5-Q6 y las resistencias R3-R4, adquiere una ganancia adicional mientras desplaza el nivel de la señal a VCC. La salida diferencial de la segunda etapa de ganancia es amortiguada por los transistores Q7-Q8, que a su vez accionan la etapa de sujeción.

En la etapa de sujeción, los transistores Q9-Q10 y las resistencias R5-R6 actúan como una tercera etapa de ganancia. Q11-Q12 amortiguan la señal hacia las resistencias R5-R6, impulsando otro par diferencial (Q13-Q14). Q13 y Q14, cuando se activan, proporcionan una retroalimentación positiva a las resistencias R5-R6, creando el bloqueo. Cuando el pin LATCH está bajo, el LT1394 está en modo de flujo o GAIN. La corriente I11 se dirige a través de Q34, activando el par diferencial Q9-Q10. Cuando el pin LATCH está alto, el LT1394 está en modo LATCH. La corriente I11 la salida de la etapa de ganancia/bloqueo recibe un desplazamiento de nivel adicional de los emisores de los transistores Q11-Q12 a través de los diodos D9-D10. Este desplazamiento de nivel impide que las fuentes de corriente de la etapa de salida I6 y yo7 de saturación.

El LT1394 proporciona salidas complementarias utilizando dos etapas de salida idénticas conectadas en fases opuestas. Si observamos el circuito de salida de la patilla OUT, un par diferencial PNP (Q15-Q16) se acciona desde las salidas de la etapa de enganche. Cuando6la corriente se dirige a través de Q16, acciona R7 y la base de Q19. R7 mejora la velocidad de conmutación reduciendo la ganancia del par diferencial Q15-Q16 y disminuyendo la impedancia en la base de Q19. La corriente de emisor de Q19 acciona entonces la base de Q23, encendiéndola hasta que la patilla OUT se pone a nivel bajo y se enciende el diodo de bloqueo Schottky de Q23. A la inversa, si yo6la corriente de colector de Q15 se dirige a través de Q15, permitiendo que R8 tire hacia arriba de los transistores de salida Q21 y Q22 conectados por Darlington, llevando el pin OUT a un nivel alto. Para tiempos de conmutación de salida más rápidos, la corriente de colector de Q15 fluye hacia el espejo de corriente de Q17/Q18/Q20. La corriente de colector de Q20 ayuda a apagar Q23, mientras que la corriente de colector de Q18 ayuda a apagar Q19.

La tecnología bipolar complementaria de 6GHz (6GHz ComBi) de Linear Technology incluye transistores verticales NPN y PNP con características de respuesta en frecuencia y ganancia similares. Tanto los transistores NPN como los PNP presentan emisores de polisilicio para mejorar la ganancia, la tensión de ruptura colector-emisor (BVPDG) superior a 12V y una frecuencia de ganancia unitaria (fT) de 6GHz. Los transistores PNP tienen una ganancia de corriente nominal (β) de unos 45, mientras que los NPN tienen una β de unos 100.

Además de los transistores, la tecnología ComBi 6GHz incluye estructuras de diodos, resistencias y condensadores. Se incluyen diodos de barrera Schottky con baja capacitancia parásita y alta tensión de ruptura para el bloqueo de la tensión de alta velocidad y la protección contra fallos del transistor. Se incluyen resistencias de polisilicio de baja parásita para su uso en rutas de señal de alta velocidad. Las resistencias difusas de alta resistividad se utilizan para circuitos de polarización y de baja potencia. Los condensadores de óxido metálico de polisilicio ofrecen una baja capacitancia parásita, una alta densidad de capacitancia y una baja resistencia en serie para un buen rendimiento en alta frecuencia.

En comparación con un proceso bipolar complementario típico de 30 V, la reducción del BV del transistorPDG de 30V a 12V tiene muchas ventajas para las aplicaciones que no requieren tensiones de alimentación más altas. La drástica reducción de la anchura de agotamiento en el transistor permite reducir el área en un 50%. Esta reducción del área mejora la velocidad al reducir la capacitancia parásita asociada al transistor. La reducción de la necesidad de voltaje también permite una región epitaxial más fina y rica (epi). Esta modificación de la región epitaxial reduce considerablemente la resistencia de colector de los transistores, lo que da lugar a transistores más pequeños para un nivel de corriente determinado. Con esta importante reducción del tamaño de los transistores, las interconexiones que utilizan una sola capa de metalización son mucho más difíciles y generarían una importante capacitancia parásita. Por esta razón, el proceso ComBi 6GHz utiliza dos niveles de metalización.

oscilador de cristal sintonizable en tensión 4× NTSC

La primera de las tres aplicaciones representativas del LT1394 se muestra en la Figura 2. Este circuito es un oscilador de cristal con sintonización de tensión de la frecuencia de salida. Esta aplicación aprovecha la alta velocidad del LT1394, sus salidas complementarias y su funcionamiento con una única alimentación de 5V. Estos osciladores de cristal controlados por tensión (VCXO) se suelen utilizar cuando se necesita una pequeña variación de una portadora estable. Este ejemplo está pensado específicamente para proporcionar un oscilador sintonizable de subportadora 4× NTSC adecuado para el bloqueo de fase.

Figura 2. Un oscilador de cristal sintonizable por tensión en la subportadora NTSC 4×; el rango de sintonización y el ancho de banda se adaptan a una variedad de bucles de bloqueo de fase.

Las resistencias de entrada positiva del LT1394 definen un punto de polarización de CC de 840 mV. La ruta de 2kΩ- 200pF establece una retroalimentación negativa con desplazamiento de fase, poniendo la salida de CC en la región activa con una ganancia de 35 a la frecuencia de oscilación. La trayectoria del cristal proporciona una retroalimentación resonante positiva y se produce una oscilación estable. El diodo varactor está polarizado desde la entrada de sintonización. La red de sintonización está dispuesta de forma que un accionamiento de 0V a 5V proporciona un rango de sintonización razonablemente amplio en torno a la frecuencia central de 14,31818MHz. El condensador etiquetado como CSELECCIONA define el ancho de banda de sintonización. Debe elegirse para complementar la respuesta del bucle en aplicaciones de bloqueo de fase. La figura 3 es un gráfico de la desviación de frecuencia frente a la tensión de entrada de sintonización. La desviación de la sintonía respecto a la frecuencia central 4× NTSC 14,31818MHz supera los ±240ppm para un rango de sintonía de 0V a 5V.

Figura 3: Tensión de control frente a la frecuencia de salida de la figura 2; la desviación del control respecto a la frecuencia central supera los ±240ppm.

Convertidor V/F de 10MHz con una sola alimentación

En la Figura 4 se muestra una segunda aplicación del LT1394, que es un convertidor de tensión a frecuencia de 10 MHz de una sola fuente que utiliza la velocidad del LT1394, su funcionamiento de una sola fuente y sus salidas complementarias. Una entrada de 0V a 2,5V produce una salida de 0Hz a 10MHz con un rango dinámico de 40dB, una linealidad del 1% y una deriva de ganancia de 400 ppm/°C. El rechazo de la alimentación es del 0,5% para excursiones de alimentación de 4,75V a 5,25V.

Figura 4: Este sencillo convertidor de tensión a frecuencia basado en una bomba de carga de 10MHz tiene un rango dinámico de 40dB y funciona con una alimentación de 5V.

Para entender cómo funciona el circuito, supone que la entrada positiva del LT1394 es ligeramente inferior a su entrada negativa. La tensión de entrada del circuito provoca una rampa positiva en la entrada positiva del comparador (Traza A, Figura 5). La salida Q es baja, lo que obliga a las salidas del inversor CMOS a ser altas. Esto permite que la corriente fluya desde el colector del diodo Q1, a través del pin de alimentación del inversor CMOS, hasta el condensador de 10pF. El condensador de 4,7µF proporciona un bypass de alta frecuencia, manteniendo una baja impedancia en el colector de Q1. El diodo Q3 conectado proporciona un camino a tierra. La tensión a la que se carga el condensador de 10pF es función del potencial del colector de Q1 y de la caída de Q3. Cuando la rampa en la entrada positiva del comparador es lo suficientemente alta, la salida Q pasa a ser alta y los inversores paralelos pasan a ser bajos (Traza B). Esta acción extrae corriente del condensador de 82pF de la entrada a través del circuito Q1-10pF (Traza D). Esta eliminación de corriente restablece la rampa de entrada positiva del LT1394 a un potencial ligeramente inferior a tierra, forzando la salida Q a baja y los inversores paralelos a alta. El condensador de 8pF de la salida invertida del LT1394 proporciona una retroalimentación de CA positiva a la entrada negativa (Traza C). Esto garantiza que la salida Q permanezca alta el tiempo suficiente para que el condensador de 10pF se descargue completamente. El diodo Schottky evita que la entrada del LT1394 sea conducida fuera de su límite de modo común negativo. Cuando la respuesta del condensador de 8pF disminuye, el LT1394 vuelve a conmutar y todo el ciclo se repite. La frecuencia de oscilación depende totalmente de la corriente derivada de la entrada. El LT1004 es la referencia de tensión del circuito, con Q1 y Q2 compensando la temperatura de Q3 y Q4.

Figura 5: Formas de onda del convertidor de tensión a frecuencia de 10MHz; la retroalimentación basada en la bomba de carga garantiza la linealidad y la respuesta rápida a la entrada.

La puesta en marcha o la sobrecarga pueden hacer que se bloquee la retroalimentación acoplada a la CA del circuito. Si esto ocurre, la salida del LT1394 pasa a nivel alto, haciendo que los inversores en paralelo pasen a nivel bajo. Tras un tiempo determinado por el RC de 1MΩ-1000pF, el inversor solitario asociado pasa a alto. Esto eleva la entrada negativa del LT1394 y pone a tierra la entrada positiva con Q5, iniciando la acción normal del circuito.

Para calibrar este circuito, aplica 2,5V y ajusta el potenciómetro de 10k para una salida de 10MHz.

18ns Detector de nivel de 500µV

El límite último de la sensibilidad de los comparadores es la ganancia disponible. Por desgracia, aumentar la ganancia significa invariablemente renunciar a la velocidad. El equilibrio entre la ganancia y la velocidad en los comparadores rápidos suele ser un compromiso práctico diseñado para satisfacer la mayoría de las aplicaciones. Sin embargo, algunas situaciones requieren una mayor sensibilidad (es decir, una mayor ganancia) con un efecto mínimo en la velocidad. El circuito de la figura 6 añade un preamplificador diferencial delante del LT1394, que aumenta la ganancia. Esto permite realizar comparaciones de 500µV en 18ns. Un enfoque de estabilización de CC por vía paralela elimina la deriva del preamplificador como fuente de error. A1 es el amplificador diferencial, que funciona con una ganancia de 100. Su salida está acoplada en CA al LT1394. A1 tiene unas características de CC mal definidas, lo que requiere alguna forma de corrección de CC. A2 y A3, que operan con una ganancia diferencial de 100, realizan esta función. Detectan diferencialmente una versión de banda limitada de las entradas de A1 y pasan la información de CC y baja frecuencia amplificada al comparador. La atenuación de baja frecuencia de la ruta de la señal de A1 complementa la atenuación de alta frecuencia de A2-A3. La suma de estos dos canales de señal en las entradas del LT1394 da una respuesta plana de CC a alta frecuencia.

Figura 6. Las vías preamplificadas en paralelo permiten una respuesta de 18ns a una sobrecarga de 500µV.

La figura 7 muestra las formas de onda del detector de nivel de alta sensibilidad. La traza A es una sobrecarga de 500µV en un paso de 1mV aplicada a la entrada positiva del circuito (la entrada negativa está conectada a tierra). La traza B muestra el paso amplificado resultante en la salida positiva de A1. La traza C es la salida de banda limitada de A2. La salida de banda ancha de A1 se combina con la información corregida de CC de A2 para producir la señal compuesta amplificada correcta en la entrada positiva del LT1394 en el trazo D. La salida del LT1394 es la traza E. La figura 8 detalla el retardo de propagación del circuito. La salida responde en 18ns a una sobrecarga de 500µV en pasos de 1mV. La figura 9 muestra el tiempo de respuesta en función del impulso. Como era de esperar, el retardo de propagación disminuye a medida que aumenta la sobrecarga. El ruido del A1 limita la sensibilidad utilizable.

Figura 7. La entrada de 500µV (Traza A) se divide en caminos de ganancia de banda ancha y de baja frecuencia (Trazas B y C) y se recombina (Traza D). La traza E es la salida del detector de nivel.

Figura 8. El detector de nivel de la vía paralela muestra una respuesta de 18ns (Traza B) a una sobrecarga de 500µV (Traza A).

Figura 9. Tiempo de respuesta frente a la sobrecarga para el detector de nivel compuesto.

Un diseño de circuito innovador, combinado con el proceso bipolar complementario de 6 GHz de Linear Technology, consigue simultáneamente los objetivos aparentemente contradictorios de alta velocidad y bajo consumo. El LT1394 es fácil de usar, gracias a su exclusiva capacidad de alimentación y a sus salidas complementarias. En la próxima nota de aplicación de Linear Technology se incluyen otras aplicaciones para el LT1394, Un comparador de siete nanosegundos para funcionamiento con una sola potencia.

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