¿Realmente se pueden obtener detalles en ppm de los amplificadores operacionales?

El diseño industrial y médico presiona continuamente para mejorar la precisión y la velocidad de los productos. En general, la industria de CI analógicos ha seguido el ritmo de los requisitos de velocidad, pero se está quedando atrás en las exigencias de precisión. Hay una marcha hacia los sistemas de precisión de 1 ppm, especialmente ahora que los ADC lineales de 1 ppm se están convirtiendo en algo habitual. Este artículo trata de los límites de la precisión de los amplificadores operacionales y de cómo elegir los pocos amplificadores operacionales que tienen la posibilidad de alcanzar una precisión de 1 ppm. También hablaremos de algunas mejoras de aplicación a las limitaciones existentes de los op amps.

La precisión es una cuestión de números: lo cerca que está un sistema del valor numérico esperado. La precisión se refiere a la profundidad del valor numérico en términos de números. En este documento, utilizaremos el término precisión para incluir todas las limitaciones de las mediciones del sistema, como el ruido, el desplazamiento, el error de ganancia y la no linealidad. Muchos amplificadores operacionales tienen algunos términos de error a nivel de ppm, pero ninguno tiene todos los errores a nivel de ppm. Por ejemplo, los amplificadores chopper pueden proporcionar tensiones de offset de ppm, linealidad de cc y ruido de baja frecuencia, pero tienen corrientes de polarización de entrada y linealidad de frecuencia problemáticas. Los amplificadores bipolares pueden proporcionar un bajo ruido de banda ancha y una buena linealidad, pero sus corrientes de entrada pueden seguir causando errores en el circuito (por lo que utilizaremos el término aplicación para en circuito). Los amplificadores MOS tienen excelentes corrientes de polarización, pero suelen ser deficientes en las áreas de ruido de baja frecuencia y linealidad.

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En este trabajo, utilizaremos la equivalencia aproximada de 1 ppm de no linealidad en la función de transferencia como -120 dBc de distorsión armónica.

Tipos de amplificadores sin ppm

Vamos a hablar de los tipos de amplificadores que rechazamos por ser poco lineales. La linealidad más baja se encuentra en la llamada video o conductor de línea amplificadores. Se trata de amplificadores de banda ancha con terribles precisiones en cc: desviaciones de varios milivoltios y corrientes de polarización del orden de 1 µA a 50 µA, y generalmente con un ruido 1/f muy pobre. Las precisiones previstas son del 0,3% al 0,1% en cc, aunque la distorsión en ca puede ser de -55 dBc a -90 dBc (2000 ppm a 30 ppm de linealidad).

La siguiente categoría es la de los modelos más antiguos de amplificadores operacionales convencionales, como el OP-07, que pueden tener una alta ganancia, CMRR y PSRR, así como buenas compensaciones y ruido, pero no pueden conseguir una distorsión mejor que -100 dBc, especialmente en una carga de 1 kΩ o más.

Luego están los amplificadores baratos, nuevos o viejos, que no pueden superar los -100 dBc cuando tienen una carga superior a 10 kΩ.

Existe la clase de amplificador operacional de audio. Son bastante baratos, y sus distorsiones pueden ser muy bueno. Sin embargo, no están diseñadas ni ofrecen buenas compensaciones ni ruido 1/f. Tampoco pueden ofrecer una distorsión más allá de unos 10 kHz.

Hay amplificadores operacionales diseñados para manejar señales de MHz de forma lineal. En general, son bipolares y tienen grandes corrientes de polarización de entrada y ruido 1/f. En este espacio de aplicación se ve más bien un rendimiento de -80 dBc a -100 dBc, y el rendimiento en ppm no es práctico con estos op amps.

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Los amplificadores de realimentación actuales tampoco pueden soportar una linealidad profunda ni una precisión modesta, independientemente del ancho de banda o de la magnitud de sus velocidades de giro. Su etapa de entrada tiene multitud de fuentes de error, y tienen poca ganancia o rechazo de entrada o alimentación. Los amplificadores de retroalimentación de corriente también tienen una deriva térmica que prolonga en gran medida los tiempos de estabilización fina.

Luego tenemos los modernos amplificadores de uso general. Suelen tener un desplazamiento de 1 mV y microvoltios de ruido en 1/f. Pueden soportar una distorsión de -100 dBc, pero no suelen hacerlo cuando están muy cargados.

Fuentes de error en los amplificadores operacionales

La figura 1 muestra un diagrama de bloques del amplificador operacional simplificado con fuentes de error de CA y CC añadidas. La topología es un amplificador unipolar con una entrada gm que acciona un nodo de ganancia que se tampona como salida. Aunque hay muchas topologías diferentes de amplificadores operacionales, las fuentes de error enumeradas se aplican a todas ellas.

Figura 1. Amplificador operacional simplificado y fuentes de error.

Ruido de entrada

Tenemos una tensión de ruido de entrada VRUIDO con contenido espectral de banda ancha y 1/f. No puedes medir una señal con precisión si el ruido tiene una magnitud similar o mayor que un LSB del sistema. Por ejemplo, si tuviéramos un ruido de banda ancha de 6 nV/√Hz y un ancho de banda del sistema de 100 kHz, tendríamos un ruido efectivo de 1,9 µV en la entrada. Podemos filtrar este ruido: por ejemplo, reduciendo el ancho de banda a 1 kHz, el ruido desciende a 0,19 µV rms, es decir, aproximadamente 1 µV p-p (pico a pico). El filtrado de paso bajo en el dominio de la frecuencia reduce la magnitud del ruido, al igual que el promedio de la salida de un ADC en el tiempo.

Sin embargo, el ruido 1/f no puede filtrarse ni promediarse prácticamente porque es muy lento. El ruido 1/f se caracteriza generalmente por un ruido de tensión pico a pico generado en el espectro de 0,1 Hz a 10 Hz. La mayoría de los amplificadores operacionales tienen un ruido de baja frecuencia que oscila entre 1 µV p-p y 6 µV p-p y, por tanto, no son adecuados para niveles precisos de ppm de corriente continua, especialmente si proporcionan ganancia.

La figura 2 muestra el ruido de corriente y tensión de un buen amplificador de alta precisión, el LT1468.

Figura 2. Ruido de corriente y tensión de entrada del LT1468.

En las entradas de la Figura 1, también tenemos fuentes de ruido de corriente de polarización IRUIDO+ y yoRUIDO-. Contienen contenido espectral de banda ancha y 1/f. IRUIDO se multiplica contra las resistencias de aplicación para convertirse en más ruido de tensión de entrada. En general, los dos ruidos de la corriente no están correlacionados y no se anulan con resistencias de entrada iguales, sino que se suman efectivamente. Muy a menudo, yoRUIDO una vez que las resistencias de aplicación superan la VRUIDO en la región 1/f.

Rechazo del modo común de entrada y errores de desplazamiento

La siguiente fuente de error es VCMRR. Esto se corresponde con la especificación de la tasa de rechazo de modo común, en la que una tensión de desplazamiento cambia con el nivel de la entrada en relación con los dos carriles de alimentación (la llamada tensión de modo común, VCM). El símbolo utilizado indica la interacción de la alimentación en las flechas, y la línea segmentada que la atraviesa sugiere que es variable, pero puede no ser lineal. El principal efecto de la CMRR en las señales es que la parte lineal no se distingue de un error de ganancia. La parte no lineal será una distorsión. La figura 3 muestra la CMRR de un LT6018. La línea añadida cruza los puntos extremos de la curva CMRR justo antes de que la curva diverja en la sobrecarga. La pendiente de la línea da una CMRR = 133 dB. La curva de la CMRR se desvía de una línea perfecta en sólo unos 0,5 µV por cada 30 V de rango, lo que supone una entrada de sub-ppm muy acertada. Otros amplificadores pueden tener una curvatura mucho mayor.

Figura 3: Tensión de offset de entrada del LT6018 en función de VCM.

Tensión de compensación (VOS) se incorporarán aquí a la CMRR. Los amplificadores chopper tienen desviaciones de entrada de menos de 10 µV, lo que se acerca a un error de una ppm, en comparación con las señales típicas de 2 V p-p a 10 V p-p. Incluso los mejores ADCs suelen tener un offset de 100 µV. Así, la responsabilidad del desplazamiento no recae tanto en los amplificadores operacionales; el sistema debería ponerse a cero de todos modos. Asociado al nivel de modo común de la señal de entrada, ICMRRque es la corriente de polarización de entrada y su variación con las fuentes de alimentación. Las líneas discontinuas sugieren que las corrientes de polarización son variables con la tensión y también pueden ser no lineales. Hay cuatro ICMRRporque las dos entradas pueden tener corrientes de polarización y dependencias de nivel independientes, y porque cada entrada es modificada por las dos fuentes de alimentación de forma independiente. El efecto de circuito de la ICMRR(que se suman a la corriente de polarización) debe multiplicarse contra las resistencias del circuito de aplicación para añadirse al desplazamiento global del circuito. La figura 4 muestra las corrientes de polarización de un LT1468 en función de VCM (el ICMR especificación). La pendiente, como muestra la línea añadida, es de ~8 nA/V, lo que correspondería a 8 µV/V con una resistencia de aplicación de 1 kΩ, o un error de pocas ppm. La desviación de la línea recta es de ~15 nA, lo que en un entorno de aplicación de 1 kΩ crea un error de 15 µV en un rango de 26 V, o una no linealidad de 0,6 ppm

Figura 4: Corriente de polarización de entrada del LT1468 en función de VCM.

Distorsión de la etapa de entrada

La figura 1 muestra la etapa de entrada, que suele ser un transconductor formado por un par de transistores diferenciales. La parte superior de la figura 5 muestra las corrientes de colector, o drenaje, de diferentes tipos de amplificadores diferenciales en función de la tensión de entrada diferencial. Simulamos un simple par bipolar, un circuito translineal que llamaremos bipolar inteligenteun sub-umbral (es decir muy gran) par diferencial MOS, un par bipolar con resistencias de emisor (degenerado en la figura 5), y un par MOS más pequeño que funciona fuera de la región subumbral y en su régimen de ley cuadrada. Todos los amplificadores diferenciales se simulan con una corriente de cola de 100 μA.

Figura 5: Corriente de salida y transconductancia de varios amplificadores diferenciales en función de la tensión de entrada.

Hay poca información hasta que visualizamos la transconductancia en función de VENcomo se muestra en la parte inferior de la Figura 5. La transconductancia (gm) es la derivada de la corriente de salida con respecto a la tensión de entrada, generada con LTspice® simulador. En la sintaxis, d() es matemáticamente igual a d()/d(VINP). La no-placencia de gm es el mecanismo básico de distorsión de los amplificadores operacionales en frecuencia.

En cc, la ganancia de tensión en bucle abierto del amplificador óptico es ~gm (R1||R2), suponiendo que la ganancia del búfer de salida es aproximadamente uno. R1 y R2 representan las impedancias de salida de varios transistores en la ruta de la señal, cada uno de los cuales está conectado a una barra de alimentación o similar. Esta es la base de la ganancia limitada en un amplificador operacional. La linealidad de R1 y R2 no está garantizada; son causa de distorsión o no linealidad sin carga. Aparte de la linealidad, necesitamos ganancias que se acerquen o superen el millón para obtener precisiones de ganancia en ppm.

Observando la curva bipolar estándar, vemos que tiene la mayor transconductancia del grupo, pero que esta transconductancia se desvanece rápidamente a medida que la entrada se aleja de cero voltios. Esto es preocupante: un requisito básico para la linealidad es una ganancia constante o gm. Por otro lado, ¿a quién le importa que la ganancia de tensión del amplificador sea tan alta que la entrada diferencial se mueva sólo en microvoltios mientras la salida se mueve en voltios? Es el momento de introducir CCOMP.

CCOMP (el paralelo de CCOMPP y CCOMPM) absorbe la mayor parte del gmla corriente de salida del amplificador en función de la frecuencia. Define el producto ganancia-ancho de banda (GBW) del amplificador. El GBW establece que a una frecuencia f, el amplificador tendrá una ganancia en bucle abierto de GBW/f. Si el amplificador emite 1 V p-p a f = GBW/10 con una ganancia de bucle cerrado de +1, entonces tenemos 100 mV p-p entre las entradas. Esto representa ±50 mV desde el equilibrio. Observa que la curva bipolar estándar mostrada en la Figura 5 ha perdido aproximadamente la mitad de su ganancia a ±50 mV, lo que garantiza una distorsión masiva. Sin embargo, el bipolar inteligente sólo ha perdido un 13% de su ganancia, el MOS de umbral bajo ha perdido un 26%, el bipolar degenerado ha perdido un 12% y el MOS de ley cuadrada ha perdido un 15%.

La figura 6 muestra la distorsión en función de la amplitud para la etapa de entrada. Aparecerá (veces la ganancia de ruido) en la salida del circuito de aplicación. Puedes conseguir más distorsión de salida que ésta, pero no menos

Figura 6. Distorsión armónica total de la etapa de entrada en función de la tensión diferencial de entrada.

A excepción de la etapa bipolar inteligente, los amplificadores diferenciales muestran que la distorsión es proporcional al cuadrado de la entrada. En una aplicación de ganancia unitaria, la contribución de la distorsión de salida es igual a la distorsión de entrada. Esta es la fuente de distorsión dominante en la mayoría de los amplificadores operacionales.

Considera un búfer de ganancia unitaria con una entrada bipolar. Para una salida de VOUT voltios pico a pico, la señal de entrada diferencial sería

Ecuación 1

Estimamos que

Ecuación 2

Y

Ecuación 3

donde GRUIDO es la ganancia de ruido de la aplicación.

Una no linealidad de 1 ppm equivale a una distorsión armónica de -120 dBc, que es el 0,0001%. Dado un amplificador con una etapa de entrada bipolar, un ancho de banda de 15 MHz y una salida de 5 V p-p como buffer, la ecuación 2 nos dice que la frecuencia máxima de esta linealidad es de sólo 548 Hz. Esto supone que el amplificador es, como mínimo, igual de lineal en las frecuencias más bajas. Por supuesto, a medida que el amplificador proporciona ganancia, la ganancia de ruido aumenta y la frecuencia de -120 dBc disminuye.

La etapa de entrada MOS subumbral admite -120 dBc hasta 866 Hz, MOS de ley cuadrada hasta 1342 Hz y bipolar degenerada hasta 1500 Hz. El bipolar degenerado no sigue la predicción de distorsión y las estimaciones deben obtenerse de la hoja de datos.

Podemos utilizar la fórmula más sencilla

Ecuación 4

donde K se deduce de las curvas de distorsión de la hoja de datos de un amplificador operacional.

Por cierto, hay muchos amplificadores operacionales con etapas de entrada de carril a carril. La mayoría consiguen esta capacidad teniendo dos etapas de entrada separadas que transfieren de una a otra sobre el rango de modo común de entrada. Esta transferencia genera cambios en la tensión de offset, y potencialmente en la corriente de polarización, el ruido e incluso el ancho de banda. También provoca esencialmente un transitorio de conmutación en la salida. Estos amplificadores no pueden utilizarse para obtener una baja distorsión si la señal pasa por la región de cruce. Sin embargo, una aplicación inversa puede funcionar.

Todavía no hemos hablado de los amplificadores de exploración mejorados. A estos diseños no les falta potencia con grandes entradas diferenciales. Desgraciadamente, pequeño las entradas diferenciales siempre provocan variaciones en gm de magnitud similar a las entradas comentadas, y la baja distorsión sigue requiriendo una gran ganancia de bucle en la frecuencia.

Como buscamos una distorsión de nivel ppm, no haremos funcionar el amplificador cerca de su límite de velocidad de giro la velocidad de giro no es un parámetro importante para la linealidad de las ppm en la frecuenciasólo el GBW.

Hemos hablado de la ganancia en bucle abierto según un diseño de compensación unipolar. No todos los amplificadores operacionales se compensan de esta manera. En general, la ganancia en bucle abierto se toma de la curva de la hoja de datos, y la relación GBW/(GRUIDO × fSEÑAL) en la ecuación es la ganancia en bucle abierto en la frecuencia.

Errores del nodo de ganancia

Los siguientes elementos de la figura 1 a tratar son R1 y R2. Estas resistencias, junto con la entrada gmda al amplificador una ganancia DC en lazo abierto de gm × (R1||R2). Estas resistencias se han dibujado con las barras variable y no lineal en el esquema. Las no linealidades de estas resistencias encarnan las distorsiones sin carga del amplificador. Además, R1 inyecta la influencia de la alimentación positiva de forma que la relación de rechazo de la alimentación positiva en corriente continua (PSRR+) y es aproximadamente igual a gm × R1. Del mismo modo, R2 es responsable de la PSRR-. Observa que la PSRR es casi equivalente a la ganancia de bucle abierto en términos de magnitud. CCOMPP y CCOMPM tienen una inyección de señales de potencia similar a la de R1 y R2; ajustan la PSRR+ y la PSRR- a la frecuencia.

Es posible que un amplificador con una ganancia modesta (<<106) puede ser bastante lineal, pero esta modesta ganancia limitará la precisión de la misma.

Los terminales de la fuente de alimentación pueden ser una fuente de distorsión. Cuando la etapa de salida impulsa una carga grande, la corriente que llega a esa carga procede de una de las fuentes de alimentación. En la frecuencia, la fuente remota de la fuente de alimentación puede tener poca regulación remota, por lo que los condensadores de derivación del amplificador óptico son la verdadera fuente de alimentación. La corriente de alimentación cae a través de los condensadores de derivación. Estas caídas dependen de la ESR, la ESL y la reactancia, y provocan una perturbación en la alimentación. Como la salida es de clase AB, sólo la mitad de la forma de onda de la corriente de salida modula la fuente de alimentación, creando una distorsión armónica regular. La PSRR en la frecuencia atenúa las perturbaciones de la alimentación. Por ejemplo, si observamos una perturbación de la fuente de alimentación de 50 mV p-p y queremos que la perturbación de entrada inducida por la PSRR sea inferior a 5 µV p-p, necesitamos una PSRR de 80 dB a la frecuencia de la señal. Suponiendo que la PSRR(f)~Avol(f), un amplificador con un GBW de 15 MHz tendría una PSRR suficiente a frecuencias inferiores a 1500 Hz.

Distorsiones de la etapa de salida

El último elemento de la figura 1 es la etapa de salida, que se considera un amortiguador para esta discusión. En la figura 7 se muestra una función de transferencia típica de la etapa de salida.

Figura 7. Función de transferencia de un buffer de salida con diferentes cargas.

Para las diferentes cargas, vemos cuatro tipos de error. El primero es el recorte: aunque esta hipotética etapa de salida tiene una ganancia de 1 nominalmente, no es del todo una etapa de salida de carril a carril. Incluso la salida sin carga en este caso recorta 100mV de cada carril de alimentación. La salida alcanza picos de tensión cada vez más bajos a medida que aumenta la carga (disminución de la resistencia de carga). Obviamente, el clipping es un desastre de distorsión y hay que reducir el swing de salida para evitarlo.

El siguiente error es la compresión de la ganancia, que vemos como una flexión de la función de transferencia en los extremos de la señal. La compresión se produce en tensiones más tempranas a medida que aumenta la carga, y al igual que con el clipping, en este régimen no suele haber distorsión de nivel de ppm. Esta compresión suele deberse a que una pequeña etapa de salida tiene dificultades para suministrar la corriente necesaria. Una buena regla general es que la máxima corriente de salida lineal y sin comprimir disponible en el amplificador es sólo un 35% de la corriente de cortocircuito de salida

Otra fuente evidente de distorsión es la región de cruce alrededor de VEN = 0. Sin carga, el pliegue del filtro puede no ser aparente, pero al aumentar la carga, se obtiene algo parecido al pliegue exagerado de la curva verde. La eliminación de la distorsión de cruce suele requerir una corriente de alimentación robusta.

La última distorsión es más difícil de percibir. Como algunos elementos del circuito amplificador producen tensiones y corrientes positivas, y otros elementos señales negativas, no se garantiza que tengan la misma ganancia, especialmente cuando están cargados. La figura 7 muestra una ganancia menor para las señales negativas cuando están cargadas.

Todas estas distorsiones se reducen con la ganancia del bucle. Si la etapa de salida tuviera una distorsión del 3%, necesitaríamos una ganancia de bucle de 30.000 para alcanzar un nivel de -120 dBc. Por supuesto, esto ocurre por debajo de una frecuencia de GBW/(30 000 × GRUIDO), normalmente en el régimen de 1 kHz para un amplificador de 15 MHz

Algunas distorsiones de la etapa de salida dependen de la frecuencia, pero muchas no. La ganancia en bucle abierto suprime la distorsión de la etapa de salida, pero esta ganancia disminuye con la frecuencia. Si la distorsión de salida es constante con la frecuencia, la pérdida de ganancia crea una distorsión de salida que aumenta linealmente con la frecuencia. Mientras tanto, la distorsión de entrada provoca una distorsión de salida total que aumenta con la frecuencia. En este caso, es probable que la distorsión de entrada domine la distorsión total de salida en el bucle cerrado, enmascarando la contribución de la distorsión de la etapa de salida

Por otro lado, si la distorsión de la etapa de salida varía, digamos, linealmente con la frecuencia, la caída de la ganancia del bucle crea otra distorsión de salida que varía como la frecuencia al cuadrado, además de la distorsión de entrada e indistinguible de ella.

Los amplificadores operacionales de baja potencia suelen tener etapas de salida hambrientas con bajas corrientes de reposo. Es muy posible que las etapas de salida de estos amplificadores dominen la distorsión de salida, en lugar de la etapa de entrada. Es más o menos cierto que se necesitan al menos 2 mA de corriente de alimentación para hacer un amplificador operacional de baja distorsión.

Especificaciones requeridas para las precisiones de nivel en ppm

En los circuitos prácticos de cambio de nivel, atenuación/ganancia y filtro activo, tenemos unos requisitos básicos de los amplificadores que soportan una señal de ±5 V mientras trabajan en un entorno de 1 kΩ y logran una linealidad de 1 ppm, presentados en la Tabla 1.

Tabla 1. Lista de errores del amplificador operacional y amplitud requerida para la precisión en ppm

CaracterísticaMagnitudComentario
VRUIDO<6 nV/√HzRuido de tensión de entrada de banda ancha
VRUIDO 0.1 Hz a 10 Hz<1 ppm, p-p re. escala completaRuido de tensión de entrada de baja frecuencia
IRUIDO<6 pA/√HzRuido de corriente de entrada de banda ancha
IRUIDO 0.1 Hz a 10 Hz<10 nA, p-p re. escala completaRuido de corriente de entrada de baja frecuencia
VOS<200 µVTensión de offset de entrada; normalmente se corrige digitalmente
CMRR>100 dBRelación de rechazo de modo común de entrada; error de ganancia <10 ppm
Linealidad CMRR>120 dBLa curvatura de la CMRR
IBIAS<200 nACorriente de polarización de entrada; por una resistencia de 1 kΩ, OS
IBIAS vs. VCM (ICMR)<10 nA/VCon una resistencia de 1 kΩ, menos de 10 ppm de error de ganancia
IBIAS vs. VCM Linealidadde <1 nA a 5 nAUna vez que una resistencia de 1 kΩ, menos de 1 ppm de la escala completa
PSRR>90 dB en un determinado BWRelación de rechazo de la fuente de alimentación; <1,6 µV VOS desplazamiento de la variación de la alimentación de 50 mV
GBW>1000× la señal BWProducto ganancia-ancho de banda; generalmente necesario para una baja distorsión
Corriente de salida lineal>15 mAGeneralmente se requiere para una baja distorsión (= 35% de la corriente de cortocircuito de salida)
DC VOS vs. VOUT Linealidad<1 ppm de no linealidadSin la linealidad de CC, no puedes conseguir la linealidad de CA

Así que vemos las limitaciones de los op amps en el mundo de la precisión de las ppm: ¿podemos hacer algo para mejorarlos?

El ruido: Obviamente, el primer paso es elegir un amplificador operacional cuya tensión de ruido de entrada no sea mayor que el ruido combinado de las resistencias en una aplicación. Se podría reducir la impedancia global de los circuitos de aplicación para reducir su ruido. Por supuesto, al disminuir la impedancia de las aplicaciones, las corrientes de señal que fluyen a través de ellas aumentan y pueden incrementar la distorsión inducida por la carga. En cualquier caso, no hay ninguna razón para reducir el ruido de salida de una etapa de amplificador operacional muy por debajo del ruido de entrada de la etapa que conduce.

El ruido de la corriente se multiplicará contra las impedancias de la aplicación, al igual que el ruido de la tensión. Las entradas MOS son interesantes porque tienen un ruido de corriente muy bajo, pero suelen tener más ruido de tensión 1/f que las entradas bipolares. Las entradas bipolares tienen pA/Hz que hacen que el ruido de aplicación no sea trivial, pero el contenido de corriente 1/f puede producir un ruido de tensión de aplicación mayor que el ruido de tensión 1/f del amplificador. Una regla general es que la impedancia de la aplicación debe ser menor que VRUIDO/IRUIDO del amplificador para evitar la IBIAS-el ruido de la aplicación está dominado. Cuanto mayor sea el valor de VRUIDO de un amplificador bipolar, mayor será la IRUIDO será.

Ayudar a los amplificadores operacionales a conseguir el mejor rendimiento

Reducir los errores de entrada

Además de seleccionar un amplificador operacional con una mayor CMRR, los diseñadores pueden utilizar los amplificadores operacionales en circuitos inversores en lugar de no inversores. En los circuitos inversores, las entradas abrazan la tierra o alguna referencia y no inducen errores de CMRR en absoluto. No todos los circuitos de aplicación pueden hacerse inversores, y a menudo no se dispone de una alimentación negativa para las excursiones de señales negativas. La figura 8 muestra los filtros bipolares Sallen-Key en diseños no inversores e inversores.

Figura 8. Filtros activos Sallen-Key no inversores (izquierda) e inversores (derecha).

ICMR los errores pueden anularse si ambas entradas tienen resistencias de aplicación, de forma que la corriente de polarización de cada entrada se anule como error de salida mediante las resistencias correspondientes. Por ejemplo, si un amplificador está configurado con una ganancia de 10, con resistencias de realimentación de 900 Ω y resistencias de tierra de 100 Ω, al colocar una serie de 90 Ω en la entrada positiva se anularán las corrientes de polarización perfectamente iguales en la salida. Las corrientes de polarización de la mayoría de los amplificadores operacionales bipolares están tan bien adaptadas que resulta útil elegir resistencias del 0,1% en lugar de las comunes del 1% para obtener la mejor ICMR rechazo. En la figura 4, las resistencias de compensación se colocarían en serie con cada entrada -. Probablemente haya que ponerlas en cortocircuito. La resistencia de entrada adicional aporta más ruido, por desgracia.

La inversión de ganancia nos permite utilizar un amplificador óptico con entradas de carril a carril sin que la señal pase por un punto de conmutación, siempre que las fuentes de alimentación y el nivel de entrada estén polarizados en modo común para evitar esta tensión de conmutación.

Consideraciones sobre la fuente de alimentación

Las corrientes de salida modularán la tensión de alimentación local. Esta señal de alimentación llegará a la entrada a través de la PSRR. La entrada inducida producirá una señal de salida que gira alrededor de su bucle. A 1 kHz, un condensador de derivación local de 1 μF tiene una impedancia de 159 Ω, mucho menor que la impedancia de la línea entre la fuente de alimentación más la de la propia fuente. Por tanto, el condensador de derivación local no será realmente eficaz por debajo de 100 kHz. A 1 kHz, la alimentación a distancia controla la regulación. A 1 kHz, el amplificador puede tener, por ejemplo, 90 dB de rechazo de la alimentación. Sabiendo que la mayor parte de la corriente que sale de los terminales de la fuente de alimentación del amplificador óptico son armónicos pares de la señal, queremos que la ganancia de la salida hacia la fuente de alimentación ofensiva sea inferior a 30 dB para alcanzar nuestro objetivo de 120 dBc. La ganancia de 30 dB requiere que la impedancia de alimentación sea <30× la impedancia de carga. Así, una carga de 500 Ω requiere una fuente de alimentación con una impedancia inferior a 17 Ω. Esto es conveniente, pero no permite utilizar una resistencia de aislamiento en serie o un inductor entre la fuente de alimentación y el amplificador operacional. Las cosas están más ajustadas a 10 kHz; la PSRR bajaría de 90 dB a 70 dB, y la impedancia de alimentación tendría que bajar a 1,7 Ω. Factible, pero ajustado. Una gran circunvalación local sería útil.

Desde el punto de vista del diseño, es importante ver dónde van los bucles de corriente de salida, como se muestra en la Figura 9.

Figura 9. Lazos de corriente de carga y de alimentación.

El diagrama de la izquierda de la figura 9 muestra una corriente de alimentación positiva conducida a una carga, desde una fuente de alimentación, y que luego vuelve a la carga a través de la tierra. Puede haber caídas de tensión a lo largo de la ruta de tierra, de modo que la corriente de alimentación de igual armónico hace caer la tensión de la fuente de señal a la salida, y del divisor de retorno a la tierra de salida o de entrada. Este terreno no es ese terreno. La parte derecha de la figura 9 muestra una forma mejor de dirigir las corrientes de alimentación. La corriente de alimentación se aleja de los nodos de entrada y retroalimentación.

A frecuencias más altas, por encima de 100 kHz, la radiación magnética de las líneas de alimentación puede ser una fuente de distorsión. Incluso las corrientes armónicas de la fuente de alimentación pueden acoplarse magnéticamente a la red de entrada o retroalimentación, aumentando la distorsión considerablemente con la frecuencia. En estas frecuencias es esencial una disposición cuidadosa. Algunos amplificadores tienen una distribución de pines no estándar; alejan los pines de la fuente de alimentación de las entradas, y algunos incluso proporcionan un terminal de salida adicional en el lado de la entrada para evitar las interacciones magnéticas.

Reducción de la distorsión dominada por la carga

Las etapas de salida de muchos amplificadores operacionales se convierten en fuentes de distorsión dominante cuando están muy cargadas. Hay algunos trucos para mejorar la distorsión dominada por la carga. Uno de ellos es el amplificador compuesto: un amplificador impulsa la salida y otro la controla, como se muestra en la figura 10.

Figura 10. Prueba de distorsión del amplificador compuesto frente al amplificador simple.

Esto es de una simulación LTspice. El LTC6240 y el LT1395 tienen macromodelos que incluyen la lectura de la distorsión. La mayoría de los macromodelos no intentan mostrar la distorsión, e incluso si lo hacen, el valor simulado puede ser inexacto. Este autor pudo mirar el texto de los macromodelos, y sí, en esos macromodelos, la distorsión se modelaba bastante bien.

A la derecha de la figura 10, un LTC6240 proporciona una ganancia de 2 mientras conduce 100 Ω, una carga difícil para este amplificador. A la izquierda de la Figura 10, vemos un amplificador compuesto con otro LTC6240 a la entrada, y un bonito amplificador de realimentación de corriente (CFA) de banda ancha para conducir la misma carga que el amplificador autónomo. La idea del amplificador compuesto es que el op-amp de salida ya tiene una distorsión moderadamente baja, y que esta distorsión puede reducirse aún más mediante la ganancia de bucle del amplificador de entrada sobre la frecuencia. Tenemos la misma ganancia de bucle cerrado de 2 para los amplificadores autónomos y compuestos, pero en el amplificador compuesto, el LT1395 puede configurarse con su propia ganancia (4 definida por Rf1 y Rg1) para reducir el swing de salida del amplificador de control. Como la distorsión inducida por la entrada aumenta como el cuadrado de la amplitud de salida, se produce una mayor reducción de la distorsión para el amplificador óptico de control.

La figura 11 muestra el espectro de las salidas de 10 kHz, 4 V p-p.

Figura 11. Espectros de distorsión del amplificador compuesto y del normal.

La distorsión armónica se mediría como el nivel de cada armónico (dB) menos el nivel de la fundamental (a 10 kHz). Como se puede ver en la figura inferior, la señal de entrada tiene una distorsión de unos -163 dBc, lo que es suficiente para confiar en la simulación. V(out2) procede del LTC6240 sin asistencia y tiene una distorsión de -78 dBc. No está mal, pero desde luego no está al nivel de las ppm.

La parte superior de la Figura 11 muestra la distorsión del amplificador compuesto a -135 dBc, que es bastante dramática. ¿Podemos confiar en un resultado tan bueno? A efectos de verificación, la distorsión en el nodo central del diagrama se muestra en el centro. Si la salida de un amplificador compuesto tiene una distorsión cercana a cero, pero el propio amplificador de salida tiene una distorsión finita, el proceso de retroalimentación colocará el negativo de la distorsión del amplificador de salida en su entrada (centro). La distorsión en el punto medio es de -92dBc, ¡y de hecho coincide con la curva de la hoja de datos del LT1395! Todavía me preguntaría si la CMRR de entrada física del LTC6240 o ICMR la curvatura se expresa en el macromodelo, pero pueden aumentar la distorsión real del circuito.

Por desgracia, pocos macromodelos incluyen la distorsión. Tienes que leer la cabecera de los archivos .cir del macromodelo para ver si es compatible. Hay que hacer alguna simulación para ver si la distorsión coincide con las curvas de la hoja de datos.

Compensar un amplificador compuesto puede ser un poco complicado, pero en nuestro ejemplo tenemos un segundo amplificador con más de 10 veces el ancho de banda del amplificador de entrada, y un pequeño Cf es suficiente para compensar el circuito. En este esquema de compensación, si el amplificador de control tiene un ancho de banda de BW en la ganancia global, el amplificador de salida debe tener un ancho de banda de >3 × BW, y el ancho de banda global se fijará de forma conservadora en ~BW/3.

Para evitar la pérdida de ancho de banda, podemos utilizar el truco del amplificador reforzado. Ofrece una mejora de la distorsión menor que el enfoque compuesto, pero no pierde ni el ancho de banda ni el tiempo de asentamiento. La figura 12 muestra un diagrama de prueba.

Figura 12. Configuración de la simulación del amplificador reforzado en relación con el amplificador autónomo.

La parte derecha de la Figura 12 muestra a U2, nuestro LTC6240 autónomo, y la parte izquierda muestra dos amplificadores LTC6240. La U1 controla la salida y tiene una ganancia de dos, como la autónoma; la U2 tiene una ganancia de tres. La tensión de salida de U2 en el nodo de refuerzo es mayor que la de U1, por lo que U2 está pasando corriente por la salida. RBOOST y la ganancia de U2 están configurados para que U2 conduzca el 96% de la corriente de carga hacia Rl, dejando una carga ligera para U1 y mejorando así su distorsión. Hay que tener cuidado de que U2 tenga suficiente espacio de salida para su oscilación adicional

El LTC6240 presenta una distorsión dominada por la entrada para cargas del orden de kΩ, pero está dominada por la distorsión de la etapa de salida con nuestra carga de 100 Ω.

La figura 13 muestra los resultados espectrales.

Figura 13. Espectros de distorsión del amplificador realzado y del normal.

De nuevo, tenemos una distorsión de -78 dBc a 10 kHz para el amplificador autónomo. El amplificador reforzado da -106 dBc; no es tan bueno como el amplificador compuesto, pero casi 30 dBc mejor que el amplificador independiente. Sin embargo, el amplificador reforzado sólo sufre una modesta reducción del ancho de banda.

Ten en cuenta que RBOOST se modifica; si lo variamos como 52 ± 2 Ω, la distorsión potenciada se degrada en 10 dBc, aunque después se producen pocos cambios hasta ±10 Ω. Parece que al U1 le gusta tener una carga modesta de la polaridad esperada; una corriente de refuerzo ideal (sin carga) o excesiva provoca más distorsión.

Lo ideal sería que U2 tuviera el mismo retardo de grupo que U1 para que la señal de refuerzo se produzca al mismo tiempo que la salida. La U2 tiene un 50% más de ganancia que la U1 y, por tanto, tiene menos ancho de banda de bucle cerrado, lo que sugiere que la salida de refuerzo va por detrás de la salida principal en frecuencia. El ancho de banda de U1 podría reducirse para igualar el de U2 instalando una resistencia entre las entradas de U1. Esto aumentaría la ganancia de ruido de U1 para igualar la de U2 y lograr la igualdad entre los retrasos de los grupos. El simulador no mostró ninguna mejora a 10 kHz; la U1 dio la mejor distorsión sin equilibrio de retardo. Habrá que comprobar si esto es cierto a frecuencias más altas. Si los amplificadores fueran del tipo de retroalimentación de corriente, Rf1 y Rg1 podrían reducirse para llevar el ancho de banda de U2 a a a U1.

Amplificadores de calidad ppm recomendados

La Tabla 2 muestra las especificaciones más destacadas de algunos amplificadores sugeridos que se acercan a la linealidad de ppm.

Las entradas están resaltadas en rojo para alertar al lector de que un parámetro puede violar la distorsión del nivel de ppm. Los ganadores fáciles de usar del grupo son el AD8597, el ADA4807, el ADA4898, el LT1468, el LT1678 y el LT6018

Tabla 2. Especificaciones destacadas de algunos amplificadores sugeridos que se acercan a la linealidad de ppm

DispositivoVRUIDO
nV/√Hz
VRUIDO
0.1 Hz a 10 Hz
µV p-p
IRUIDO
pA/√Hz
IRUIDO
0.1 Hz a 10 Hz
pA p-p
VOS
µV (máx.)
CMRR
dB (mín.)
No linealidad CMRR
µV/V
IBIAS
nA (máx.)
AD7970.90.05222060 à 180110 à 1142000 o 3000
AD85971.10.082.41901201050.1200
ADA40752.80.061.26010001061.5100 à 150
ADA46107.30.45Muy pequeño800 à 1800960.025 a 1500 (en caliente)
ADA48055.20.10.7140125103800
ADA48073.11.60.73701251030.2800
ADA48980.90.052.4130125103400
ADA48991.00.45.24800230981000
LT146850.30.63150 à 4009610, 40
LT16783.90.090.7263509635
LT60181.20.030.75 o 3110 o 75075 à 951200.02150 à 900
LTC62280.90.946.39000 o 20 00095 à 250940.14000 o 44 000

Tabla 3. Comparación de los amplificadores operacionales (continuación)

DispositivoIBIAS vs. VCM nA/VIBIAS vs. VCM No linealidad pA/VPSRR dB (mín.)GBW MHzCorriente de salida lineal mA (min)DC VOS vs. VOUT No linealidad
ppm
Distorsión :
AV = 2, 2 V p-p Salida
10 kHz dBc
El macromodelo muestra distorsión ?
AD797110 o 114110±30-120El modelo de simulación es demasiado optimista
AD859750.211814±20~-120Compara con la hoja de datos
ADA4075230001006.5~±15~-130Optimista
ADA4610Muy pequeño0.1100 o 10312~±30~-114No
ADA48052.2400010030~±3030-125Ninguno
ADA48070.7 ~1409817±50~-130No
ADA489898120±40~-120No
ADA489984280-117Ninguno
LT14683.5600100 55±15~-120
LT16781000.710~±10~-120El modelo de simulación es demasiado optimista
LT601812812~±150.02~-115
LTC622830028 o 14095800±200.2-120

Hay algunos amplificadores que tienen problemas de entrada con los que hay que lidiar (las aplicaciones no inversoras pueden ser un problema), pero aún así pueden proporcionar una buena distorsión: AD797, ADA4075, ADA4610, ADA4805, ADA4899 y LTC6228.

Conclusiones

Desgraciadamente, los amplificadores de precisión de ppm disponibles en el mercado son difíciles, si no imposibles, de encontrar. Existen amplificadores lineales ppm, pero hay que tener cuidado con las corrientes de entrada de los amplificadores que crean distorsión frente a las impedancias de la aplicación. Estas impedancias pueden reducirse, pero conducirlas en retroalimentación puede crear distorsión en la entrada del amplificador operacional. Si se utiliza un amplificador óptico con corrientes de entrada y variaciones especialmente bajas, se puede aumentar la impedancia de la aplicación para conseguir la mejor distorsión del amplificador óptico, pero esto aumentará el ruido del sistema. Se requiere una cuidadosa selección del amplificador óptico y la optimización del circuito de aplicación para conseguir linealidad y ruido en ppm.

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