PGA capacitivos integrados en ADC: redefiniendo el rendimiento

Resumen

Los amplificadores de ganancia programables (PGA) patentados de ADI brindan un rendimiento superior sobre los PGA resistivos tradicionales, incluido un rechazo de voltaje de modo común más alto de las señales de entrada analógicas.

Este artículo describe el funcionamiento de un amplificador capacitivo cortado, enfatizando las ventajas de esta arquitectura cuando es necesario amplificar una pequeña señal del sensor cerca de los rieles, por ejemplo en medidas de temperatura (RTDs o termopares) y puentes de Wheatstone.

Los convertidores de analógico a digital (ADC) Σ-Δ se utilizan ampliamente en aplicaciones con sensores con baja capacidad de respuesta y ancho de banda reducido, como manómetros o termistores, debido al alto rango dinámico que ofrece esta arquitectura. La razón del alto rango dinámico es el bajo rendimiento de ruido en comparación con otras arquitecturas ADC.

Los convertidores Σ-Δ basan su funcionamiento en dos principios: sobremuestreo y formación de ruido. Cuando un ADC muestrea la señal de entrada, el ruido de cuantificación, que es independiente de la frecuencia de muestreo, se propaga por todo el espectro de frecuencia hasta la mitad de la frecuencia de muestreo. Por lo tanto, si la señal de entrada se muestrea a una frecuencia mucho más alta que el mínimo establecido por el teorema de Nyquist, se reduce el ruido de cuantificación en la banda de interés.

La Figura 1 muestra un ejemplo de la densidad de ruido cuantificada para diferentes frecuencias de muestreo.

Figura 1. Densidad de ruido cuantificada sobre frecuencia para diferentes frecuencias de muestreo.

En general y para una banda de interés determinada, el rango dinámico mejora en 3 dB por cada factor de sobremuestreo de 2 (suponiendo un espectro de ruido blanco). La segunda ventaja del convertidor Σ-Δ es la función de transferencia de ruido. Modela el ruido a frecuencias más altas, como se muestra en la Figura 2, lo que reduce aún más el ruido de cuantificación en la banda de interés.

Figura 2
Figura 2. Modelado de ruido Σ-Δ.

Además, el Σ-Δ puede incorporar un filtro digital para eliminar el ruido cuantificado fuera de la banda de interés, lo que equivale a un excelente rendimiento de rango dinámico, como se muestra en la Figura 3.

imagen 3
Figura 3. Ruido cuantificado después de LPF.

Búfer de entrada

Una de las desventajas de las arquitecturas de sobremuestreo es que los requisitos del búfer de entrada para impulsar el modulador Σ-Δ pueden ser más estrictos, en comparación con otras arquitecturas que funcionan a frecuencias de muestreo más bajas. El tiempo de adquisición se vuelve más corto y, por lo tanto, el búfer requiere un mayor ancho de banda. Los convertidores Σ-Δ modernos integran el búfer de entrada en el chip para maximizar la facilidad de uso.

Además, en los sistemas de detección, presentar una impedancia de entrada muy alta con alta precisión al elemento de detección es esencial para la precisión de la medición. Esto hace que la necesidad de buffers de entrada sea aún más importante.

La integración del búfer de entrada plantea otros desafíos. El modulador Σ-Δ ofrece un ruido muy bajo a bajas frecuencias, pero cualquier componente adicional, como el búfer de entrada, introducirá ruido térmico y, lo que es más importante, ruido de parpadeo a bajas frecuencias, como se muestra en la Figura 4.

Figura 4
Figura 4. Ruido de parpadeo.

Además, el sesgo del búfer puede aumentar el error general del sistema. La compensación se puede compensar calibrando el sistema, pero si la corriente de compensación es lo suficientemente alta, este enfoque puede volverse poco práctico, ya que requeriría recalibrar el sistema cada vez que cambia la temperatura de funcionamiento para compensar la contribución de la compensación del búfer. sistema. .

Por ejemplo, con una corriente de compensación de 500 nV/°C, un incremento de temperatura de 10 °C equivale a un cambio de compensación de 5 µV, que en un ADC de 24 bits ±2,5 VREF equivale a 16,8 LSB, o alrededor de 4 bits.

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La forma típica de resolver estos dos problemas es hacer hash de las entradas y salidas del búfer, como se muestra en la Figura 5.

Figura 5
Figura 5. Amplificador de hash.

Recortando las entradas, la frecuencia de entrada se modula a frecuencias más altas. La latencia del búfer y el ruido de fluctuación permanecen en sus bajas frecuencias originales, ya que no se ven afectados por el hash de entrada.

El mecanismo de demodulación de salida demodula la frecuencia de entrada de banda base y modula el ruido de compensación y la fluctuación que el búfer suma a frecuencias más altas que eliminará el filtro de paso bajo del ADC.

En algunos casos, los búferes de entrada se reemplazan con un amplificador de instrumentación basado en resistencia (PGA resistiva) para hacer coincidir una pequeña señal de detección con el rango de entrada completo del modulador, maximizando el rango dinámico. Tenga en cuenta que un amplificador de instrumentación basado en resistencia es preferible a un amplificador resistivo diferencial debido a la mayor impedancia de entrada requerida en sensores discretos. El PGA resistivo implementa un esquema de hashing similar, como se muestra en la Figura 6.

Figura 6
Figura 6. PGA resistiva.

El PGA resistivo puede requerir un segundo conjunto de búferes en cadena, ya que es posible que el amplificador no proporcione suficiente ancho de banda para controlar el modulador directamente. Al mismo tiempo, el consumo de corriente debe mantenerse bajo, lo que determina el valor de las resistencias y, por lo tanto, el ancho de banda del amplificador.

La principal limitación para el uso de esta topología de amplificador es la limitación de voltaje en modo común, especialmente con ganancias diferentes a uno, debido a que el PGA resistivo tiene un modo común flotante que depende de la señal de entrada, como se muestra en la Fig. 6.

Además, la falta de coincidencia y la corriente resistiva de la red son una preocupación para el presupuesto de error general, ya que pueden afectar la mayoría de las especificaciones de precisión.

Para evitar estas limitaciones, los convertidores ADI Σ-Δ recientes han utilizado PGA capacitivo.

El principio de la amplificación capacitiva de PGA es similar al de la PGA resistiva; la ganancia depende de las relaciones de los capacitores, como se muestra en la Figura 7.

Imagen 7
Figura 7. PGA capacitiva (se eliminaron algunos bloques para mayor claridad).

Para amplificar las señales de CC, el PGA capacitivo aplica un mecanismo de corte a las entradas del PGA, la señal de entrada de CC es modulada por la frecuencia de corte y luego es amplificada por el amplificador capacitivo. Finalmente, la señal de CC se demodula en el decodificador de salida. Además, la compensación del amplificador y el ruido de parpadeo se modifican en la frecuencia de corte y se filtran en paso bajo más tarde.

Esta arquitectura capacitiva tiene varias ventajas, en comparación con la resistiva:

Ofrece una mejor relación ruido-potencia, porque hay menos fuentes de ruido. Se necesitan menos amplificadores y los condensadores no contribuyen al ruido a diferencia de las resistencias.

Los condensadores ofrecen una amplia gama de ventajas sobre las resistencias. Además de ser silenciosos, no sufren autocalentamiento y suelen ofrecer una mejor adaptación y flujo de temperatura. Esto tiene un efecto positivo en las especificaciones de compensación, error de ganancia y transmisión.

Los condensadores desacoplan el modo común de entrada del resto del modo común de la cadena de señales. Esto proporciona una ventaja en términos de CMRR, PSRR y THD.

Una de las ventajas más poderosas es que el rango de modo común de las entradas PGA capacitivas puede ser de riel a riel y más allá. Esto brinda la capacidad de sesgar el voltaje de modo común del sensor en casi cualquier lugar, desde el riel positivo hasta el riel negativo.

Esta arquitectura capacitiva combina las ventajas de un amplificador de instrumentación en que tiene una impedancia de entrada muy alta porque su entrada es un condensador. Otra ventaja de los condensadores sobre las resistencias como elemento de ganancia es un aumento en el rango dinámico del amplificador, no solo en términos de oscilación de la señal, sino también en la eficiencia del ruido.

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Una solución común para la limitación resistiva es el método común PGA a anular es aumentar o disparar los rieles de suministro o, alternativamente, el método común de volver a centrar la señal detectada. Esto tiene el costo de un mayor consumo de energía, la complejidad del diseño de la fuente de alimentación, los componentes externos adicionales y el costo.

Ejemplos prácticos

En un puente de Wheatstone, el voltaje de modo común está definido por la impedancia conectada en cada una de las ramas y es proporcional a la fuente de alimentación aplicada. Las aplicaciones de balanzas implementan esta topología de detección debido a la ventaja de la detección lineal en manómetros, la Figura 8 muestra un medio puente Tipo II.

Figura 8
Figura 8. Equilibrar con la galga extensiométrica en la varilla medidora de Wheatstone.

Normalmente, la sensibilidad del manómetro es de 2 mV/V. Cuanto mayor sea la entrada de Wheatstone, mayor será la sensibilidad obtenida. Para aumentar el rango dinámico de la galga extensiométrica y maximizar la SNR, el puente puede funcionar con suministros más altos que el ADC.

En un PGA resistivo, debido a su limitación de modo común, el puente debe funcionar con el mismo voltaje de suministro que el suministro de ADC para maximizar el rango dinámico, mientras que en un PGA capacitivo, el puente puede funcionar con casi el doble del voltaje de suministro de ADC. . porque no hay limitación de modo de entrada común.

Por ejemplo, asumiendo los niveles de fuente de alimentación estándar y alimentando el ADC a 3,3 V, la mejora de un PGA capacitivo sobre un PGA resistivo para la misma ganancia seleccionada se puede resumir en la Tabla 1.

Tabla 1. Comparación de PGA resistivas y capacitivas en un puente de Wheatstone suponiendo fuentes de alimentación y ganancias estándar

PGAResistente a PGAPGA capacitivo
Suministro máximo de Wheatstone3,3 V6V
Medidor de tensión de sensibilidad diferencial3,3 mV6mV
Mejora del rango dinámico (dB)5.2dB

Otro problema potencial es la diferencia de potencial entre los terrenos cuando el puente está conectado a cierta distancia del ADC. Esto podría cambiar el voltaje del modo común, desequilibrar el modo común de entrada del ADC en relación con el puente y reducir la ganancia máxima permitida en el PGA resistivo.

Una forma posible de hacer coincidir el rendimiento del PGA capacitivo con el PGA resistivo es alimentar el puente con un voltaje de suministro más alto. Por ejemplo, alimentar el puente con un suministro bipolar, ±3,3 V, para aumentar la sensibilidad de la medición de presión a costa de una mayor complejidad del sistema y disipación de energía.

Un ejemplo de otra situación que podría beneficiarse de un PGA capacitivo es la medición de temperatura mediante detectores de temperatura de resistencia (RTD) o termopares.

Se puede usar una resistencia RTD común, como la PT100, para detectar la temperatura directa o indirectamente mediante la detección de una unión fría de termopar, como se muestra en la Figura 9.

Imagen 9
Figura 9. Configuración típica de termopar.

El PT100 está disponible con diferentes hilos por elemento, siendo la configuración de 3 hilos la más común y económica.

En la Figura 10 se muestra una forma convencional de medir la temperatura y cancelar el error de la sonda. En este ejemplo, las fuentes de corriente internas del AD7124-8 Σ-Δ ADC con PGA conducen dos cables del RTD con la misma corriente, generando una compensación igual. error en ambos hilos y proporcional a la resistencia del hilo.

Debido al bajo valor de la resistencia de línea y las corrientes proporcionadas por el AD7174-8 para minimizar el efecto de autocalentamiento, el voltaje de compensación generado en RL3 está cerca del riel negativo, lo que reduce en gran medida la ganancia máxima permitida en PGA resistivo porque su el modo común de entrada también estaría muy cerca de los rieles en comparación con un PGA capacitivo que establecerá internamente el voltaje del modo común en la mitad de los rieles de suministro, lo que permitirá una configuración de ganancia más alta y, por lo tanto, el rango dinámico completo para aumentar.

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La solución propuesta reduce en gran medida la complejidad del sistema y las conexiones del hardware, ya que no es necesario devolver el tercer cable a la PCB del ADC y se puede conectar a tierra cerca de la ubicación del RTD.

Imagen 10
Figura 10. Medición RTD de 3 hilos.

Para aumentar la precisión de la medición de temperatura, se prefieren las mediciones de 4 hilos. En este caso, solo se utiliza una referencia actual. Para evitar imprecisiones en la fuente de corriente, se puede usar una medición de relación con una resistencia de precisión utilizada como generador de voltaje de referencia del ADC, como se muestra en la Figura 11.

Imagen 11
Figura 11. Medición RTD radiométrica de 4 hilos.

El valor de la resistencia de precisión externa se elige de modo que el voltaje máximo generado a través del RTD sea igual al voltaje de referencia dividido por la ganancia de PGA.

Para un suministro de 3,3 V, en un PGA resistivo, el voltaje generado a través del resistor de precisión debe ser de aproximadamente 1,65 V; de lo contrario, el voltaje de modo común del PGA limitará la ganancia máxima. El resultado es que la señal máxima obtenida debe ser de 1.65 V. En un PGA capacitivo no hay limitación de modo común de entrada, por lo tanto la señal de modo común RTD podría ubicarse cerca del riel superior, lo que maximiza el voltaje de referencia del ADC generado por el. Resistencia de precisión, por lo que se puede maximizar la ganancia y el rango dinámico seleccionables más altos.

La Tabla 2 resume la ganancia máxima de un PGA resistivo frente a un PGA capacitivo, con una fuente de corriente máxima de 500 μA para limitar el autocalentamiento de Pt100, suponiendo un RTD de Clase B, a una temperatura máxima de 600 °C, un VREF máximo de 2.5V

Tabla 2. Comparación de PGA resistivos y capacitivos en la medición de la relación RTD de 4 hilos

PGAResistenteCapacitivo
Tensión de salida Pt100500 µA x 313,7 = 156,85 mV500 µA x 313,7 = 156,85 mV
VREF1,65 V2.5V
Ganancia máxima de PGA1,65 V/156,85 mV ≈ 112,5 V/156,85 mV ≈ 16
Mejora (dB)3.6

Conclusión

El PGA capacitivo ofrece varias ventajas significativas sobre el PGA resistivo. Las especificaciones críticas como el ruido, el rechazo de modo común, la compensación, el error de ganancia y la deriva de temperatura se mejoran debido a la estabilidad de temperatura inherente y las propiedades de adaptación de los capacitores como bloques de construcción.

Otra característica clave es desacoplar el voltaje de entrada de modo común del voltaje de modo común interno del amplificador. Esto es fundamental cuando la señal de entrada que se va a amplificar tiene un voltaje de modo común cerca de los rieles. La ganancia seleccionada por un PGA resistivo estaría severamente limitada por su limitación de modo común, o requeriría rieles de suministro más altos o componentes externos para hacer retroceder la señal de entrada a la mitad de los rieles. Por el contrario, el PGA capacitivo podría manejar fácilmente esta situación de detección.

Algunos de los últimos productos ADC Σ-Δ que incluyen un PGA capacitivo incluyen el AD7190, AD7124-4, AD7124-8 y AD7779.

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