Optimización de los sistemas de potencia para la cadena de señales-Parte 3: Transceptores de RF

Introducción

En la primera parte de esta serie sobre la optimización de la potencia de la cadena de señales se analiza cómo se puede cuantificar el ruido de la fuente de alimentación para identificar los parámetros de los dispositivos de la cadena de señales a los que afecta. Se puede crear una red de distribución de energía (PDN) optimizada determinando los límites reales de ruido que los dispositivos de procesamiento de señales pueden aceptar sin afectar a la integridad de las señales que producen. En la segunda parte, esta metodología se aplica a los convertidores analógico-digital y digital-analógico de alta velocidad, en los que se demuestra que reducir el ruido hasta un nivel necesario no siempre equivale a un mayor coste, a mayores requisitos de espacio y a una menor eficiencia. De hecho, estos parámetros de diseño pueden satisfacerse en una solución de potencia optimizada.

Este artículo se centra en otra parte de la cadena de señales: los transceptores de RF. Aquí comprobamos la sensibilidad del dispositivo al ruido de cada raíl de alimentación para identificar los que necesitan un filtrado de ruido adicional. Se proporciona una solución de alimentación optimizada, que se valida comparando su rendimiento de SFDR y ruido de fase con el de la PDN actual cuando se conecta al transceptor de RF.

Optimización del sistema de alimentación del transceptor RF doble de 6 GHz ADRV9009

El ADRV9009 es un transceptor de radiofrecuencia (RF) ágil y altamente integrado que ofrece transmisores y receptores duales, sintetizadores integrados y funciones de procesamiento de señales digitales. El CI ofrece una combinación versátil de alto rendimiento y bajo consumo de energía necesaria para las aplicaciones de estaciones base macrocelulares 3G, 4G y 5G de división de tiempo dúplex (TDD).

La figura 1 muestra el IDP estándar del transceptor doble ADRV9009. El IDP consta de un interruptor cuádruple ADP5054 con cuatro reguladores lineales. El objetivo es ver qué parámetros de rendimiento de la red de distribución de energía se pueden mejorar, produciendo al mismo tiempo un ruido que no degrade el rendimiento del transceptor.

Como se ha indicado a lo largo de esta serie,1, 2 es necesario cuantificar la sensibilidad del ADRV9009 al ruido de la fuente de alimentación para optimizar el IDP. El transceptor RF dual de 6 GHz ADRV9009 requiere cinco carriles de alimentación diferentes, a saber

• 1.3 V analógico (VDDA1P3_AN)
• 1.3 V digital (VDDD1P3_DIG)
• 1.transmisor de 8 V y BB (VDDA_1P8)
• 2.interfaz de 5 V (VDD_INTERFACE)
• 3.3 V auxiliares (VDDA_3P3)

Análisis

La figura 2 muestra los resultados del PSMR del puerto receptor 1 para los carriles analógicos (VDDA1P3_AN, VDDA_1P8 y VDDA_3P3). Para los raíles digitales -VDDD1P3_DIG y VDD_INTERFACE- el rizado máximo inyectado que pudimos producir con un generador de señales no produjo ningún destello en el espectro de salida, por lo que no tenemos que preocuparnos de minimizar el rizado en estos raíles. La amplitud de los espolones modulados se expresa en dBFS, donde la potencia máxima de salida (0 dBFS) equivale a 7 dBm o 1415,89 mV p-p en un sistema de 50 Ω.

Para el carril VDDA1P3_AN, la medición se realizó en dos ramas diferentes de la placa del transceptor. Observa que en la Figura 2, la PSMR cae por debajo de 0 dB a una frecuencia de ondulación de <200 kHz, lo que indica que la ondulación a estas frecuencias produce ráfagas de modulación aún mayores de la misma magnitud. Esto significa que por debajo de 200 kHz, el receptor 1 es muy sensible a cualquier ondulación producida por el raíl VDDA1P3_AN.

El carril VDDA_1P8 se divide en dos ramas en la placa transceptora: VDDA1P8_TX y VDDA1P8_BB. El carril VDDA1P8_TX alcanza un PSMR mínimo a 100 kHz de unos ~27 dB, lo que corresponde a una ondulación de 63,25 mV p-p a 100 kHz, lo que da lugar a destellos modulados de 2,77 mV p-p. El VDDA1P8_BB mide un mínimo de ~11 dB a una frecuencia de ondulación de 5 MHz, lo que corresponde a unas llamaradas de 0,038 mV p-p producidas por 0,136 mV p-p de ondulación inyectada.

Los datos del VDDA_3P3 muestran que alrededor de 130 kHz y por debajo, la PSMR cae por debajo de 0 dB, lo que indica que la señal de RF del receptor 1 es muy sensible al ruido del VDDA_3P3. La PSMR de este carril aumenta a medida que se incrementa la frecuencia, alcanzando hasta 72,5 dB a 5 MHz.

En resumen, los resultados del PSMR muestran que, entre los carriles de alimentación, el ruido de los carriles VDDA1P3_AN y VDDA_3P3 es el más preocupante, ya que contribuye al mayor contenido de rizado acoplado al receptor 1 del transceptor ADRV9009.

La figura 3 muestra el rendimiento de la PSRR del ADRV9009 para los carriles de alimentación analógicos. La PSRR del VDDA1P3_AN es plana a ~60 dB hasta 1 MHz, y cae ligeramente hasta un mínimo de ~46 dB a 5 MHz. Esto puede pensarse como una ondulación de 0,127 mV p-p a 5 MHz que produce un salto de 0,001 mV p-p en la frecuencia de LO con la señal de RF modulada.

La PSRR del carril VDDA1P8_BB del ADRV9009 toca fondo a ~47 dB a 5 MHz, mientras que la PSRR del carril VDDA1P8_TX no baja de ~80 dB. En el espectro por debajo de 1 MHz, la PSRR del VDDA_3P3 está por encima de los 90 dB indicados. La medición se recorta a 90 dB porque la ondulación máxima inyectada hasta 1 MHz es de 20 mV p-p, que no es lo suficientemente alta como para producir picos por encima del suelo de ruido del oscilador local. La PSRR de este carril es superior a la indicada por debajo de 1 MHz, y a medida que aumenta la frecuencia, cae a 76,8 dB a 4 MHz, su valor más bajo en el rango de 10 kHz a 10 MHz

Al igual que los resultados de la PSMR, los datos de la PSRR muestran que la mayor parte del ruido acoplado a la frecuencia del oscilador local, especialmente por encima de 1 MHz, procede de los raíles VDDA1P3_AN y VDDA_3P3.

Para determinar si una fuente de alimentación puede cumplir los requisitos de ruido, se mide el rizado de salida de la fuente de alimentación de CC, lo que da lugar a una forma de onda trazada en el rango de frecuencia de 100 Hz a 100 MHz, como se muestra en la figura 4. A este espectro se le añade una superposición: el umbral a partir del cual aparecerán destellos de banda lateral en la señal modulada. Los datos superpuestos se obtienen inyectando una ondulación sinusoidal en el carril de alimentación especificado en varios puntos de referencia, para ver qué niveles de ondulación producen llamaradas de banda lateral, como se muestra en la primera parte de esta serie.

Los datos de los umbrales presentados en las figuras 4 a 6 corresponden a los tres carriles de alimentación a los que el transceptor es más sensible. Se presentan los espectros del carril de potencia para varias configuraciones de convertidores CC-CC, con y sin modulación de frecuencia de espectro extendido (SSFM) habilitada o filtrado adicional mediante un regulador LDO o un filtro de paso bajo (LC). Estas formas de onda se miden en la placa de alimentación para dejar un margen adicional de 6 dB o más por debajo del límite de ruido.

Prueba

La figura 4 muestra el umbral de expulsión del carril VDDA1P3_AN y el espectro de ruido medido para varias configuraciones de un µMódulo LTM8063^® regulador. Como se muestra en la Figura 4, si se utiliza el LTM8063 alimentado directamente al raíl con la modulación de frecuencia de espectro extendido (SSFM) desactivada, se produce una ondulación en la frecuencia de funcionamiento fundamental del LTM8063 y unos armónicos que superan el umbral. En particular, la ondulación supera el límite de 0,57 mV a 1,1 MHz, lo que indica que se necesita alguna combinación de posregulador y filtro para suprimir el ruido del regulador de conmutación.

Si sólo se añade un filtro LC (sin regulador LDO), la ondulación a la frecuencia de conmutación apenas alcanza la ondulación máxima permitida: probablemente no hay suficiente margen de diseño para garantizar el mejor rendimiento del transceptor. Añadiendo un postregulador LDO ADP1764 y activando el modo de espectro ensanchado del LTM8063, se puede reducir la amplitud del rizado de conmutación fundamental y sus armónicos en todo el espectro, así como los picos de ruido debidos al SSFM en la región 1/f. El resultado óptimo se consigue activando el SSFM y añadiendo un regulador LDO y un filtro LC, que reduce el ruido restante causado por la acción de conmutación, dejando un margen de ~18 dB del rizado máximo permitido.

La modulación de frecuencia de espectro extendido reparte el ruido en una banda más amplia, reduciendo así el ruido máximo y medio en la frecuencia de conmutación y sus armónicos. Para conseguirlo, la frecuencia de conmutación se modula hacia arriba y hacia abajo mediante una onda triangular de 3 kHz. Esto introduce una nueva ondulación a 3 kHz, que es manejada por el regulador LDO.

Cuando se activa el SSFM, la ondulación de baja frecuencia resultante y sus armónicos son evidentes en los espectros de salida VDDA_1P8 y VDDA_3P3 que se muestran en la Figura 5 y la Figura 6 respectivamente. Como se muestra en la Figura 5, el espectro de ruido del LTM8074 con el SSFM activado proporciona un margen mínimo de ~8 dB sobre la ondulación máxima permitida para el carril VDDA_1P8. Por lo tanto, no es necesario un filtrado posterior para cumplir los requisitos de ruido en este carril.

La Figura 6 muestra el espectro de ruido para varias configuraciones del controlador del µMódulo LTM8074, así como los requisitos de ruido máximo para el carril VDDA_3P3 de 3,3. Para este carril, examinamos los resultados utilizando el conmutador silencioso LTM8074^® regulador del µMódulo. La configuración del LTM8074 únicamente (sin filtro ni postregulador LDO) produce un ruido que supera el límite, tanto si el modo de espectro ensanchado está activado como desactivado.

Los resultados de otras dos configuraciones cumplen la especificación de ruido con un margen de >6 dB: el LTM8074 sin SSFM activado más un filtro LC, y el LTM8074 con SSFM activado con un postregulador LDO. Aunque ambos cumplen el requisito con un margen suficiente, la solución del postregulador LDO tiene aquí la ventaja. Esto se debe a que el carril VDDA_3P3 también proporciona la fuente de alimentación para el reloj 3P3V_CLK1, por lo que una reducción del ruido 1/f es relativamente más importante, ya que este ruido podría provocar fluctuaciones de fase en el oscilador local si no se trata.

Solución optimizada

Basándose en los resultados de las pruebas anteriores, la figura 7 muestra una solución optimizada que daría un margen de ruido de >6 dB cuando se utiliza en una placa transceptora ADRV9009.

La tabla 1 muestra la comparación entre el PDI optimizado y el PDI estándar. La reducción de la superficie de los componentes es del 29,8%, y la eficiencia ha aumentado del 65,7% al 69,9%, con un ahorro global de energía de 0,6W.

Tabla 1. Comparación del PDI optimizado ADRV9009 con el PDI actual

	El PDI actual se muestra en la Figura 1	IDP optimizado como se muestra en la Figura 7	Mejora del PDI optimizado en comparación con el PDI actual
Área de los componentes	148.2 mm2	104.0 mm2	29.8%
Rendimiento global	65.7%	69.9%	4.2%
Pérdida de potencia	3.8 W	3.2 W	0.6 W

Para validar la eficacia de esta solución de potencia optimizada, en cuanto al rendimiento del ruido sistemático, se realiza una medición del ruido de fase. La solución optimizada de la figura 7 se compara con el caso de control: una versión de la versión técnica de la placa de evaluación ADRV9009, es decir, la placa de evaluación AD9378 que utiliza la PDN mostrada en la figura 1. Se utiliza la misma placa, pero con la PDN que se muestra en la Figura 7, y se comparan los resultados del ruido de fase. Lo ideal es que la solución optimizada cumpla o supere las tablas de referencia de la hoja de datos.

La figura 8 muestra los resultados del ruido de fase de la placa de evaluación del AD9378 con la fuente de alimentación estándar basada en el ADP5054 en comparación con los resultados de la misma placa utilizando una fuente de alimentación basada en el LTM8063 y el LTM8074. La solución de alimentación del µMódulo muestra una ligera mejora de rendimiento de unos 2 dB en comparación con la solución de alimentación del ADP5054. Como se muestra en la Figura 8 y en la Tabla 2, los resultados de las mediciones de ambas soluciones de alimentación están muy por debajo de las especificaciones de la hoja de datos, debido al uso de un generador de señales de bajo ruido de fase para el oscilador local externo.

Tabla 2. Resultado de la medición del ruido de fase en el LO = 1900 MHz

Frecuencia de desplazamiento (MHz)	Ruido de fase (dBc/Hz)
	Especificaciones de los datos técnicos	Resultados de la evaluación
		ADP5054	LTM8063 y LTM8074
0.1	-100	-137.74	-137.77
0.2	-115	-143.16	-143.32
0.4	-120	-147.37	-147.20
0.6	-129	-149.02	-149.04
0.8	-132	-151.81	-151.96
1.2	-135	-151.73	-151.22
1.8	-140	-153.97	-153.76
6	-150	-155.10	-154.80
10	-153	-154.51	-154.36

La medición de la SFDR del transceptor utilizando ambas soluciones de potencia, como se indica en la Tabla 3, muestra un rendimiento comparable para ambas soluciones de potencia, excepto para LO = 3800 MHz, donde la ondulación de conmutación del ADP5054 empieza a producir llamaradas de modulación en el espectro de salida de la señal portadora, como se muestra en la Figura 9.

Tabla 3. Rendimiento SFDR del transceptor ADRV9009

Frecuencia LO (MHz)	SFDR (dBc)
	Especificaciones de la ficha técnica	Tx1		Tx2
		ADP5054	LTM8063 y LTM8074	ADP5054	LTM8063 y LTM8074
800	70.00	86.03	86.95	86.62	86.63
1800	70.00	85.94	87.30	86.01	85.90
2600	70.00	85.98	86.01	85.50	85.78
3800	70.00	73.87	77.42	73.93	77.31
4800	70.00	71.44	71.98	71.10	71.82

Conclusión

Los diferentes requisitos de las distintas aplicaciones pueden requerir otras mejoras o cambios en las redes de distribución de energía de las placas de evaluación. Ser capaz de cuantificar los requisitos de ruido de los CI de procesamiento de señales permite diseñar su fuente de alimentación de forma más eficiente o incluso simplemente optimizar la solución de alimentación existente. En el caso de los transceptores de RF de alto rendimiento, como el ADRV9009, la implementación de la inyección de ruido en la PDN para identificar el nivel de ruido de la fuente de alimentación que es tolerable nos ha permitido mejorar la huella, la eficiencia y, lo que es más importante, el rendimiento térmico con respecto a la PDN actual. Continúa siguiendo esta serie sobre la optimización de los sistemas de energía para las siguientes entradas.

Referencias

¹ Pablo Pérez, Jr. y Patrick Errgy Pasaquian. "Optimización de los sistemas de potencia para la cadena de señales-Parte 1: ¿Cuánto ruido de potencia es tolerable?" Diálogo analógicovol. 55, nº 1, marzo de 2021.

² John Martin Dela Cruz y Patrick Errgy Pasaquian. "Optimización de los sistemas de alimentación para la cadena de señales-Parte 2: Convertidores de datos de alta velocidad" Diálogo analógicovol. 55, nº 2, abril de 2021.

Delos, Peter. "El informe de modulación de la dieta desmitificado: ¿En qué se diferencia el PSMR del PSRR? " Analog Devices, Inc, diciembre de 2018.

Delos, Peter. "La eliminación del ruido de fase del transceptor informa de la capacidad de rendimiento con un LO externo" Analog Devices, Inc, octubre de 2019.

Naeem, Naveed y Samantha Fontaine. "Caracterización de la PSRR de los dispositivos de adquisición de datos μModule con condensadores de derivación internos" Diálogo analógicovol. 54, nº 3, julio de 2020.