Novedades de nuestros convertidores digitales Parte 2

En la primera parte de este artículo, What's Up with Digital Downconverters - Part 1, analizamos el impulso de la industria para muestrear frecuencias más altas en bandas de RF de alta frecuencia y cómo los convertidores digitales (DDC) pueden permitir esto. Se discutieron varios aspectos técnicos relacionados con el DDC en la familia de productos AD9680. Una de estas características es que un mayor ancho de banda de muestreo de entrada permite arquitecturas de radio que pueden muestrear directamente frecuencias de RF más altas y convertir señales de entrada directamente a banda base. El DDC permite que un ADC de muestreo de RF digitalice tales señales sin el gran costo del rendimiento de datos. El filtrado de sintonización y atenuación que reside en el DDC se puede utilizar para ajustar la banda de entrada y filtrar las frecuencias no deseadas. En este artículo, veremos más de cerca el filtrado de desmontaje y lo aplicaremos al ejemplo discutido en la Parte 1. Además, veremos Virtual Eval, que integra el motor ADIsimADC en una herramienta de simulación de software nueva y renovada. . La evaluación virtual se utilizará para demostrar qué tan bien coincide el resultado simulado con los datos medidos de la muestra.

En la parte 1, vimos un ejemplo en el que usamos NCO y filtrado de atenuación en el DDC para ver los efectos del aliasing y la traducción de frecuencia en el DDC. Ahora veremos el filtrado de aniquilación y cómo el aliasing de ADC afecta la respuesta efectiva del filtrado de aniquilación. Nuevamente, tomemos el ejemplo del AD9680. Las respuestas del filtro de eliminación se normalizan para que la respuesta se pueda ver y comprender y se pueda aplicar en todos los niveles de velocidad. Las respuestas del filtro de cancelación solo se escalan según la frecuencia de muestreo. En los gráficos de respuesta del filtro que se incluyen aquí, la pérdida de inserción específica como función de la frecuencia no se proporciona directamente, sino que se muestra gráficamente para mostrar la respuesta aproximada del filtro. Estos ejemplos están destinados a proporcionar una comprensión de alto nivel de las respuestas del filtro de deconvolución para comprender aproximadamente dónde están la banda de paso y la banda de parada del filtro.

Recuerde que el AD9680 contiene cuatro DDC que consisten en un NCO, hasta cuatro filtros de media banda (HB) en cascada (también conocidos como filtros de desacoplamiento), un bloque de ganancia de 6dB opcional y un bloque de conversión complejo opcional como se muestra. en la figura 1. Como vimos en la parte 1, la señal primero pasa por el NCO, que cambia la frecuencia de los tonos de entrada, y luego pasa por la eliminación, quizás en el bloque de ganancia, y quizás en el complejo de la conversión real.

Comenzaremos observando los filtros de deconvolución DDC cuando el bloque de conversión de complejo a real está habilitado en el AD9680. Esto significa que el DDC se configurará para aceptar entradas reales y tener salidas reales. En el AD9680, las frecuencias de entrada aumentan automáticamente en frecuencia en una cantidad igual a f_S/4. La figura 2 muestra la respuesta de paso bajo del filtro HB1. Aquí está la respuesta HB1 que muestra la respuesta de dominio complejo real. Para comprender cómo funciona realmente el filtro, es importante ver primero la respuesta básica del filtro en los dominios reales y complejos para poder ver la respuesta de paso bajo. El filtro HB1 tiene un ancho de banda del 38,5 % del área real de Nyquist. También tiene una banda de parada que es el 38,5% del área real de Nyquist, siendo la banda de transición el 23% restante. Asimismo en el campo complejo, la banda de paso y la banda de parada representan el 38,5% (77% del total) de la zona del complejo de Nyquist, constituyendo la banda de transición el 23% restante. Como se muestra en la Figura 2, el filtro es una imagen especular entre los dominios real y complejo.

Ahora podemos ver lo que sucede cuando ponemos el DDC en modo real activando el bloque de conversión de complejo a real. Cuando la conversión compleja está habilitada de manera realista, una transferencia de f_S/4 en el dominio de la frecuencia. Esto se ilustra en la Figura 3, que muestra el desplazamiento de frecuencia y la respuesta del filtro resultante. Tenga en cuenta las líneas sólidas y punteadas de la respuesta del filtro. Una línea sólida y un área sombreada indican que esta es la nueva respuesta del filtro después de la f_SCompensación de frecuencia de /4 (la respuesta del filtro resultante no puede cruzar el límite de Nyquist). Las líneas punteadas se muestran para mostrar cuál sería la respuesta del filtro si no se ejecutara por debajo del límite de Nyquist.

Tenga en cuenta que el ancho de banda del filtro HB1 no cambia entre las Figuras 2 y 3. La diferencia entre los dos es la f_S/4 desplazamiento de frecuencia y la frecuencia central resultante en la primera zona de Nyquist. Tenga en cuenta, sin embargo, que en la Figura 2 hay un 38,5 % de Nyquist para la parte real de la señal y un 38,5 % de Nyquist para la parte compleja de la señal. En la Figura 3, con el bloque de conversión de potencia real compleja, el 77 % de Nyquist es para la señal real y se elimina el dominio complejo. La respuesta del filtro no cambia excepto por la f_S/4 compensación de frecuencia. También tenga en cuenta que, como producto de esta conversión, la tasa de extinción ahora es igual a uno. La tasa de muestreo efectiva es siempre f_S pero en lugar del área completa de Nyquist, solo el 77% del ancho de banda está disponible en el área de Nyquist. Esto significa que con el filtro HB1 y el bloque de conversión de complejo a real habilitados, la tasa de pérdida es uno (consulte la hoja AD9680 para obtener más información).

A continuación, examinaremos las respuestas del filtro a diferentes velocidades de caída (es decir, múltiples filtros directos de media banda) y el efecto de crear un alias en la frecuencia de entrada del ADC en las respuestas efectivas del filtro. La línea azul continua en la Figura 4 muestra la respuesta de frecuencia real de HB1. La línea discontinua muestra la respuesta de aliasing efectiva de HB1 debido a los efectos de aliasing de ADC. Debido al hecho de que las frecuencias de entrada en 2^{n / A}3^rd4^mietc Alias ​​nyquist campos en el 1^{S t} Área de Nyquist del ADC, la respuesta del filtro HB1 se envuelve efectivamente en estas áreas de Nyquist. Por ejemplo, un letrero que vive a las 3 p.m._SLos alias /4 estarán en la primera región de Nyquist en f_S/4. Es importante entender que la respuesta del filtro HB1 solo reside en la primera región de Nyquist y el alias del ADC hace que la respuesta efectiva del filtro HB1 aparezca con alias en las otras regiones de Nyquist.

Ahora, veamos el caso donde activamos HB1 + HB2. Esto da como resultado una tasa de privación de dos. Nuevamente, la respuesta de frecuencia real de los filtros HB1 + HB2 viene dada por la línea azul continua. La frecuencia central de la banda de paso del filtro es constante._S/4. Habilitando ambos filtros HB1 + HB2 proporciona un ancho de banda del 38,5% del área de Nyquist. Nuevamente, tenga en cuenta los efectos de aliasing del ADC y su influencia en la combinación de filtros HB1 + HB2. Señal visible a las 7pm_S/8 tendrá un alias en la primera área de Nyquist en f_S/8. Mismo cartel a las 17:00_S/8 tendrá un alias en la primera área de Nyquist en 3f_S/8. Estos ejemplos con el bloque de conversión habilitado de complejo a real se pueden extender fácilmente de HB1 + HB2 para incluir uno o ambos filtros HB3 y HB4. Tenga en cuenta que el filtro HB1 no se puede omitir cuando DDC está habilitado, y los filtros HB2, HB3 y HB4 se pueden habilitar opcionalmente.

Ahora que se ha discutido la operación en modo real con los filtros de cancelación habilitados, se puede examinar el complejo modo de operación con el DDC ahora. El AD9680 se seguirá utilizando como ejemplo. Similar a la operación en modo real del DDC, se presentarán las respuestas del filtro de eliminación normalizado. Una vez más, los gráficos de respuesta de filtro de ejemplo que se incluyen aquí no muestran la pérdida de inserción específica en función de la frecuencia, sino que muestran gráficamente la respuesta aproximada del filtro. Esto se hace para proporcionar una comprensión de alto nivel del efecto del aliasing de ADC en las respuestas del filtro.

Cuando el DDC está en modo complejo, está configurado para tener una salida compleja que consta de dominios de frecuencia reales y complejos, comúnmente denominados I y Q. Recuerde de la Figura 2 que el filtro HB1 tiene una respuesta de paso bajo con un ancho de banda del 38,5 % del área real de Nyquist. También tiene una banda de parada que es el 38,5% del área real de Nyquist, siendo la banda de transición el 23% restante. De manera similar, en el dominio complejo, la banda de paso y la banda de parada representan el 38,5% (77% del total) del área del complejo Nyquist, y la banda de transición representa el 23% restante.

Cuando el DDC funciona en modo de salida complejo con el filtro HB1 habilitado, la relación de atenuación es dos y la frecuencia de muestreo de salida es la mitad del reloj de muestreo de entrada. Extendiendo la gráfica en la Figura 2 para mostrar los efectos del aliasing de ADC, tenemos lo que se muestra en la Figura 6. La línea azul sólida representa la respuesta real del filtro y la línea azul discontinua representa la respuesta efectiva del aliasing del filtro debido al aliasing. efectos del ADC. Señal de entrada a las 7pm_S/8 tendrá un alias en la primera área de Nyquist en f_S/8, colocándolo dentro de la banda de paso del filtro HB1. La imagen compleja de este mismo signo se encuentra en –7f_S/8 y alias en el dominio complejo por -f_S/8, colocándolo dentro de la banda de paso del filtro HB1 en el dominio complejo.

A continuación, veremos el caso en el que HB1 + HB2 está activado, que se muestra en la Figura 7. Esto da como resultado una relación de eliminación de cuatro para cada salida I y Q. Nuevamente, la respuesta de frecuencia real de los filtros HB1 + HB2 viene dada por la línea azul sólida. La activación de los dos filtros HB1+HB2 da un ancho de banda disponible del 38,5% de la zona de extinción de Nyquist en cada uno de los dominios real y complejo (38,5% de f_S/4, donde f_S el reloj de muestra de entrada). Tenga en cuenta los efectos de aliasing del ADC y su influencia en la combinación de los filtros HB1 + HB2. Un letrero que se puede ver a las 3 p.m._S/16 tendrá un alias en la primera región de Nyquist en f_S/dieciséis. Esta señal tiene una imagen compleja a –15f_S/16 en el dominio complejo y tendrá un alias en la primera zona de Nyquist en el dominio complejo en –f_S/dieciséis. Nuevamente, estos ejemplos se pueden extender a situaciones en las que se activan HB3 y HB4. Estos no se muestran en esta sección, pero se pueden extrapolar fácilmente en función de la respuesta HB1 + HB2 que se muestra en la Figura 7.

Las preguntas que vienen a la mente cuando se miran todos estos filtros de respuestas de extinción son: "¿Por qué estamos declinando?" y "¿Qué ventaja ofrece?" Las diferentes aplicaciones que pueden beneficiarse de la deduplicación de datos de salida de ADC tienen diferentes requisitos. Una de las motivaciones es lograr una relación señal-ruido (SNR) en una banda de frecuencia estrecha que reside en la banda de frecuencia de RF. Otra razón es menos ancho de banda para procesar, lo que resulta en velocidades de canal de salida más bajas en la interfaz JESD204B. Esto puede permitir el uso de un FPGA de menor costo. Mediante el uso de los cuatro filtros de desacoplamiento, el DDC puede lograr una ganancia de procesamiento y mejorar la SNR hasta en 10 dB. En la Tabla 1 podemos ver el ancho de banda disponible, la tasa de esfuerzo, la tasa de muestreo de salida y la mejora ideal de SNR disponible en las diferentes selecciones del filtro de diezmado cuando se usa DDC en modos reales y complejos.

Tabla 1. Especificaciones del filtro DDC para AD9680

Selección de filtro de depreciación	Salida compleja		Salida real		Alias ​​protegido banda ancha	Relación señal-ruido ideal Mejora
	Hacer informe	Frecuencia de muestreo de salida	Hacer informe	Frecuencia de muestreo de salida
HB1	2	0,5 x fS	1	FS	0,385 × fS	1
HB1 + HB2	4	0,25 x fS	2	0,5 x fS	0. 1925 × fS	4
HB1+HB2+HB3	8	0,125 × fS	4	0,25 x fS	0.09625 × fS	Siete
HB1 + HB2 + HB3 + HB4	dieciséis	0,0625 × fS	8	0,125 × fS	0.048125 × fS	diez

Esta discusión sobre cómo funciona el DDC brindó una buena perspectiva de los verdaderos y complejos modos de operación de los filtros de agotamiento AD9680. El cribado de diezmado tiene muchas ventajas. El DDC puede operar en modo real o complejo y permite al usuario utilizar diferentes topologías de receptor según las necesidades de la aplicación en particular. Esto ahora se puede eliminar de lo que se discutió en la parte 1 y ayudar a ver un ejemplo real con el AD9680. Este ejemplo combinará datos medidos con datos simulados de Virtual Eval™ para que los resultados puedan ser comparados.

En este ejemplo, se utilizarán las mismas condiciones utilizadas en la Parte 1. La frecuencia de muestreo de entrada es 491,52 MSPS y la frecuencia de entrada es 150,1 MHz. La frecuencia de NCO es de 155 MHz y la tasa de atenuación se establece en cuatro (debido a la resolución de NCO, la frecuencia de NCO real es de 154,94 MHz). Esto da como resultado una frecuencia de muestreo de salida de 122,88 MSPS. Dado que el DDC realiza una mezcla compleja, el dominio de frecuencia complejo se incluye en el análisis. Tenga en cuenta que las respuestas del filtro de eliminación se han agregado y se muestran en púrpura oscuro en la Figura 8.

Espectro después de la transferencia NCO:

1. La frecuencia fundamental varía de +150,1 MHz a –4,94 MHz.
2. La imagen de la fundamental va de -150,1 MHz a +186,48 MHz.
3. Los dos^{n / A} cambios armónicos de 191,32 MHz a 36,38 MHz.
4. Los 3^rd cambios armónicos de +41,22 MHz a –113,72 MHz.

Espectro después de apagar por 2:

1. La frecuencia fundamental se mantiene en –4,94 MHz.
2. La imagen fundamental se desplaza hacia abajo a -59,28 MHz y se atenúa con el filtro de eliminación HB2.
3. Los dos^{n / A} el armónico permanece en 36,38 MHz.
4. Los 3^rd el armónico es atenuado por el filtro de deconvolución HB2.

Espectro después de apagar por 4:

1. El nivel base sigue estando en –4,94 MHz.
2. La imagen fundamental permanece en –59,28 MHz y es atenuada por el filtro de eliminación HB1.
3. Los dos^{n / A} el armónico permanece en –36,38 MHz y es atenuado por el filtro de deconvolución HB1.
4. Los 3^rd el armónico es filtrado y casi eliminado por el filtro de desacoplamiento HB1.

La medición real del AD9680-500 se muestra en la Figura 9. La frecuencia fundamental es -4,94 MHz. La imagen fundamental está a -59,28 MHz con una amplitud de –67,112 dBFS, lo que significa que la imagen está atenuada unos 66 dB. Los dos^{n / A} El armónico se encuentra en 36,38 MHz y se atenúa entre 10 dB y 15 dB. Los 3^rd el armónico se filtra lo suficiente para superar el ruido de fondo durante la medición.

Virtual Eval ahora se puede usar para ver cómo los resultados simulados se comparan con los resultados medidos. Para comenzar, abra la herramienta desde el sitio web y seleccione un ADC para simular (consulte la Figura 10). La herramienta Virtual Eval se puede encontrar en el sitio web de Analog Devices en Evaluación virtual. El modelo AD9680 que reside en Virtual Eval incorpora una nueva función en desarrollo que permite al usuario simular diferentes categorías de velocidades de ADC. Esta funcionalidad es crítica para el ejemplo ya que el ejemplo usa un AD9680-500. Después de cargar la evaluación virtual, el primer mensaje es seleccionar un producto y una categoría de producto. Tenga en cuenta que Virtual Eval cubre no solo los ADC de alta velocidad, sino también categorías de productos para ADC de precisión, DAC de alta velocidad y convertidores integrados/especializados.

Seleccione el AD9680 de la selección de productos. Esto abrirá la página principal de la simulación AD9680. El modelo de evaluación virtual para el AD9680 también incluye un diagrama de bloques que detalla la configuración interna de la funcionalidad analógica y digital del ADC. Este diagrama de bloques es el mismo que se proporciona en la hoja AD9680. Desde esta página, seleccione la clasificación de velocidad deseada del menú desplegable en el lado izquierdo de la página. Por ejemplo aquí, seleccione el 500MHz nivel de velocidad como se muestra en la Figura 11.

A continuación, se deben establecer las condiciones de entrada para realizar la simulación FFT (consulte la Figura 12). Las condiciones de prueba de recuperación para la muestra incluyen una frecuencia de reloj de 491,52 MHz y una frecuencia de entrada de 150 MHz. DDC está habilitado con la frecuencia NCO establecida en 155 MHzLa entrada ADC está configurada para VerdaderoHay conversión de complejo a real (C2R). DesactivadoLa tasa de eliminación de DDC se establece en cuatroy la ganancia es de 6 dB en el DDC Activado. Esto significa que el DDC está configurado para una señal de entrada real y una señal de salida compleja con una tasa de pérdida de cuatro. La ganancia de 6 dB en el DDC está habilitada para compensar la pérdida de 6 dB causada por el proceso de mezcla en el DDC. Virtual Eval solo mostrará resultados de ruido o distorsión a la vez, por lo que se incluyen dos gráficos donde uno muestra los resultados del ruido (Figura 12) y el otro muestra los resultados de la distorsión (Figura 13).

Muchos parámetros de rendimiento se muestran en la evaluación virtual. La herramienta da las posiciones armónicas así como la posición de la imagen fundamental, lo que puede ser muy útil a la hora de planificar frecuencias. Esto puede facilitar un poco la planificación de frecuencias al permitir que el usuario vea si la imagen fundamental o cualquier tono armónico aparece en el espectro de salida deseado. La simulación en Virtual Eval da un valor SNR de 71,953 dBFS y un SFDR de 69,165 dBc. Sin embargo, considere por un momento que el espectro de salida generalmente no tendría la imagen fundamental y si eliminamos ese pulso, el SFDR es 89.978 dB (que es 88.978 dBc en relación con la potencia de entrada - 1dBFS).

El simulador Virtual Eval no incluye la imagen subyacente al calcular la SNR. Asegúrese de ajustar la configuración en VisualAnalog^™ ignore la imagen subyacente en la medición para obtener la SNR correcta. La idea es planificar una frecuencia donde la imagen básica no esté en la banda deseada. El resultado medido para la SNR es 71,602 dBFS, que está bastante cerca del resultado simulado de 71,953 dBFS en Virtual Eval. De manera similar, el SFDR medido es 91,831 dBc, que está muy cerca del resultado simulado de 88,978 dBc.

Virtual Eval hace un gran trabajo al predecir con precisión el comportamiento del hardware. El comportamiento del dispositivo se puede predecir desde la comodidad de una silla agradable con una taza de café o té caliente. Especialmente para un ADC con DDC como el AD9680, Virtual Eval puede simular el rendimiento del ADC, incluidos marcos y armónicos, bastante bien para que el usuario planifique la frecuencia y mantenga las señales no deseadas fuera de banda cuando pueda. . A medida que la agregación de portadoras y el muestreo directo de RF continúan creciendo en popularidad, tener una herramienta en la caja de herramientas como Virtual Eval es extremadamente útil. La capacidad de predecir con precisión el rendimiento del ADC y el plan de frecuencia ayuda a los diseñadores de sistemas a planificar adecuadamente las frecuencias de diseño en aplicaciones tales como sistemas de comunicaciones, así como sistemas de radar militares/aeroespaciales y muchos otros tipos de aplicaciones. Le sugiero que aproveche las capacidades de procesamiento de señales digitales de los ADC de la última generación de dispositivos analógicos. También recomendaría usar Virtual Eval para ayudarlo a planificar su próximo diseño y tener una idea del rendimiento esperado por adelantado.