Mejora del rendimiento del control de motores industriales mediante la tecnología de aisladores digitales

El aislamiento de los usuarios y la electrónica sensible fue una consideración clave en los sistemas de control de motores. El aislamiento de seguridad protege a los usuarios de voltajes dañinos, mientras que el aislamiento funcional se enfoca en proteger equipos y componentes. Los sistemas de control de motores pueden incluir una variedad de componentes discretos en circuitos de accionamiento (controladores de puerta discretos), circuitos de detección (ADC discretos, amplificadores, sensores) o circuitos de comunicación (SPI discreto, RS-485, aisladores digitales estándar), y tenga cuidado. la selección de estos componentes es fundamental no solo por razones de seguridad, sino también para optimizar el rendimiento.

Aunque es una consideración importante del sistema, el aislamiento tiene sus inconvenientes: mayor potencia, transferencia de datos más lenta a través de la barrera de aislamiento y costo adicional del sistema. Los diseñadores de sistemas tradicionalmente han recurrido a soluciones basadas en optoacopladores, que han sido la opción de facto para el aislamiento del sistema durante muchos años. Durante la última década, los aisladores digitales basados ​​en métodos magnéticos (transmisión por transformador) a menudo han brindado una alternativa viable y superior y, cuando se consideran a nivel de sistema, pueden ofrecer ventajas que los diseñadores de sistemas siempre reconocen.

Este artículo examinará ambas soluciones para los requisitos de aislamiento, con especial énfasis en el rendimiento de retardo de tiempo mejorado que proporciona el aislamiento magnético y los beneficios a nivel de sistema resultantes que acumulan las aplicaciones de aislamiento magnético.

Métodos de aislamiento

Los optoacopladores utilizan la luz como principal método de transmisión, como se muestra en la Figura 1. El lado de transmisión consta de un LED, donde las señales altas encienden el LED y las señales bajas lo apagan. En el extremo receptor, se usa un fotodetector para convertir la luz recibida nuevamente en una señal eléctrica. El compuesto de moldeo entre el LED y el fotodetector proporciona aislamiento, pero también se puede reforzar con una capa aislante adicional, generalmente a base de polímeros.

Figura 1. Estructura del optoacoplador

Una de las mayores desventajas de los optoacopladores es que las características de emisión desaparecen a medida que envejecen los LED, lo que crea un problema adicional que los diseñadores deben considerar. La degradación del LED da como resultado una corriente con el tiempo y la temperatura. Como resultado, los tiempos de propagación y superposición/colapso se ven afectados, lo que complica los diseños, especialmente en el contexto de los problemas que se analizan más adelante en este artículo.

Los optoacopladores también sufren en términos de escalabilidad del rendimiento. Para aumentar las tasas de bits, es necesario superar las capacidades parásitas inherentes a los optoacopladores, lo que requiere un aumento del consumo eléctrico. La capacitancia parásita también proporciona un mecanismo de acoplamiento que da como resultado un menor rendimiento de CMTI (inmunidad transitoria de modo común) para los aisladores basados ​​en optoacopladores en comparación con sus competidores.

Los aisladores magnéticos (basados ​​en transformadores) se han utilizado en aplicaciones de alto volumen durante más de una década y son una alternativa creíble a los optoacopladores. Estos se basan en la tecnología CMOS estándar y utilizan esquemas de transmisión magnética con capas aislantes compuestas de poliamida o dióxido de silicio, como se muestra en la Figura 2. Se empujan niveles de corriente bajos a través de una bobina, creando un campo magnético que cruza la barrera aislante. e induce una corriente en la segunda bobina del otro lado de la barrera. Dado que utilizan estructuras CMOS estándar, ofrecen ventajas significativas en potencia y velocidad y, además, eliminan los problemas asociados con los optoacopladores que cambian la vida. Además, debido a las capacitancias parásitas más bajas presentes en los aisladores de transformadores, brindan un mejor rendimiento de CMTI que los aisladores de optoacopladores.

Figura 2. La estructura del transformador magnético.

Los aisladores basados ​​en transformadores también permiten el uso de bloques de procesamiento comunes, que evitan la transmisión de entrada espuria y mecanismos avanzados de codificación/descodificación de transmisión. Esto permite la transferencia de datos bidireccional, el uso de diferentes esquemas de codificación para optimizar la potencia frente a las tasas de transferencia y una transferencia más rápida y consistente de señales importantes a través de la barrera de aislamiento.

Comparación de las características de retardo

Una característica clave pero a menudo subestimada de todos los aisladores es la lentitud de propagación. Mide el tiempo que tarda una señal en atravesar la barrera de aislamiento en ambos sentidos, ya que puede ser una señal de control o una señal de detección de fallos. El retraso de la propagación varía mucho de una tecnología a otra. Aunque a menudo se proporcionan valores de retardo típicos, una preocupación particular para los diseñadores de sistemas es el retardo máximo, que es la especificación clave a tener en cuenta al diseñar sistemas de control de motores. La Tabla 1 da un ejemplo de los valores de retardo de propagación y asimetría de retardo de optoacopladores y controladores de compuertas magnéticas aisladas.

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Tabla 1: Características típicas de retardo para optoacopladores y aisladores magnéticos
Tipo de aislanteRetraso máximo de propagaciónCompensación de retraso de propagación
OptoacopladorHasta 700ns200 ns
magnético60 ns12 ns

Como se muestra en la Tabla 1, el aislamiento magnético tiene una ventaja significativa en términos de retardo máximo y repetibilidad del retardo (sesgo). Esto permite a los diseñadores de control de motores diseñar con mucha más confianza, lo que reduce la necesidad de agregar especificaciones de margen de tiempo para adaptarse a las características del controlador de compuerta. Esto tiene implicaciones muy importantes para el rendimiento y la seguridad de los sistemas de control de motores.

Implicaciones del sistema para los sistemas de control de motores

En la Figura 3 se muestra un inversor trifásico típico utilizado en aplicaciones de variadores de frecuencia para motores de CA. El inversor se acciona desde un bus de CC, que generalmente se genera directamente desde la red eléctrica a través de un puente rectificador de diodos y un filtro capacitivo o inductivo. En la mayoría de las aplicaciones industriales, el voltaje del bus de CC está entre 300 V y 1000 V. Se genera un voltaje de CA sinusoidal trifásico con voltaje variable y frecuencia variable en los terminales del motor al cambiar los transistores de potencia T1 a T6 en impulso. – esquema de modulación de ancho (PWM) generalmente a una frecuencia de 5 kHz a 10 kHz.

Figura 3. Inversor trifásico en aplicación de accionamiento de motor

Las señales PWM, como PWMaH y PWMaL, se generan en el controlador del motor, que normalmente se implementa en un procesador y/o FPGA. Estas señales suelen ser señales de bajo voltaje que se refieren al riel de tierra del procesador. Para encender y apagar correctamente los transistores de potencia, las señales de nivel lógico deben amplificarse en un nivel de voltaje y una capacitancia de fuente de corriente. También deben cambiarse de nivel para que el emisor del transistor de potencia en cuestión esté referenciado a tierra. Dependiendo de dónde se encuentre el procesador en el sistema, también pueden requerir un nivel de aislamiento de seguridad.

Los controladores de puerta, como GDRVAL y GDRVAH en la Figura 3, realizan estas funciones. Todos los circuitos integrados de controlador de compuerta requerirán un voltaje del lado de suministro principal con referencia a la tierra del procesador y un lado de suministro secundario con referencia al emisor del transistor. El suministro del lado secundario debe tener un nivel de voltaje capaz de encender los transistores de potencia (generalmente 15 V) y suficiente corriente para cargar y descargar las puertas de los transistores.

Tiempo muerto del inversor

Los transistores de potencia tienen un tiempo de conmutación limitado, por lo que se debe insertar un tiempo muerto o en blanco en las formas de onda de modulación de ancho de pulso, como se muestra en la Figura 4, entre los transistores del lado alto y bajo. Esto es para evitar que ambos se enciendan accidentalmente al mismo tiempo, provocando así un cortocircuito en el bus de CC de alto voltaje y arriesgándose a fallar el sistema. y/o ser dañado. La duración del tiempo muerto está determinada por dos factores: el tiempo de conmutación del transistor y el desajuste del retardo de propagación del controlador de puerta (incluida cualquier corriente del desajuste). En otras palabras, el tiempo muerto debe tener en cuenta cualquier diferencia en el tiempo de propagación de las señales PWM desde el procesador hasta la puerta del transistor entre los controladores de puerta del lado alto y del lado bajo.

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Figura 4. Inserción de un límite de tiempo

El tiempo muerto tiene el efecto de distorsionar el voltaje promedio aplicado al motor, especialmente a baja velocidad. El tiempo muerto, de hecho, inyecta un voltaje de error de amplitud aproximadamente constante igual a

Ecuación 1

Dónde Verror es el error de voltaje, contigoMUERTO el tiempo esta muerto contigoDELANTERO y contigoDETÉNGASE los tiempos de retardo dentro y fuera del transistor, y jS es el período de transición PWM; VCC es la tensión de bus CC, VSE SENTÓ es la caída de voltaje en estado activado del transistor de potencia, y VD es el voltaje directo del diodo.

El signo de la tensión de error cambia a medida que cambia la corriente en la rama de dirección de fase, por lo que se producen cambios de fase en las tensiones de fase a fase del motor en los puntos donde se cruzan las corrientes de línea cero. Esto crea un armónico del voltaje sinusoidal original, que genera corrientes armónicas en el motor. Este es un problema particular para motores grandes de baja impedancia utilizados en variadores de lazo abierto, donde las corrientes armónicas pueden ser grandes, lo que resulta en vibración de baja velocidad, ondulación de par y calentamiento armónico.

El efecto del tiempo muerto sobre la distorsión de la tensión de salida del motor es mayor en las siguientes condiciones:

  • Alto voltaje de bus de CC
  • Durante mucho tiempo fuera
  • Alta frecuencia de conmutación
  • Operación a baja velocidad, especialmente en variadores de lazo abierto donde el algoritmo de control no compensa

La operación a baja velocidad es importante porque en este modo los voltajes aplicados al motor son muy bajos en cualquier caso, y el error de voltaje debido al tiempo muerto puede ser una fracción significativa del voltaje aplicado al motor. Además, a bajas revoluciones, cualquier par inducido tiene un efecto más perjudicial ya que el efecto de filtrado de inercia del sistema a altas revoluciones no está disponible.

De todos estos parámetros, el tiempo muerto es el único que puede verse afectado por la tecnología de controlador de puerta discreta. Parte de la duración del tiempo muerto está determinada por los tiempos de retardo de conmutación de los transistores de potencia, pero el resto es función del desajuste del retardo de propagación. En este contexto, los aisladores ópticos se encuentran en una desventaja significativa en comparación con la tecnología de aislamiento magnético.

Ejemplo de aplicación

Para demostrar el efecto del tiempo muerto en la distorsión de la corriente del motor, se muestran los resultados de un controlador de motor trifásico de bucle abierto basado en inversor. Aisladores magnéticos de Analog Devices (ADuM4223) utilizado para los controladores de compuerta del inversor, impulsando los IGBT IRG7PH46UDPBF 1200V directamente desde el IR. El voltaje del bus de CC es de 700 V. El inversor impulsa un motor de inducción trifásico en modo de control de bucle abierto V/f. Los voltajes de línea a línea y las corrientes de fase se miden usando divisores resistivos y resistencias de derivación, respectivamente, junto con moduladores discretos ∑–∆, nuevamente de Analog Devices (AD7403). El flujo de datos de un bit de cada modulador pasa a los filtros sumideros del procesador de control (ADSP-CM408 de Analog Devices), donde los datos se filtran y eliminan el ruido para representar con precisión las señales de voltaje y corriente.

El voltaje de línea a línea medido desde la salida del filtro sumidero digital se muestra en la Figura 5. El voltaje real de línea a línea es una forma de onda de variación de alta frecuencia a 10 kHz, pero es suprimida por el filtro digital, permitiendo visualizar interesantes componentes de baja frecuencia. La corriente de fase del motor resultante se muestra en la Figura 6.

Figura 5. Tensión fase a fase del motor medida a (l) 500 ns de tiempo muerto, (r) 1 µs de tiempo muerto

Figura 6. Corriente del motor medida a (l) 500 ns de tiempo muerto, (r) 1 µs de tiempo muerto

Con los controladores de compuerta ADuM4223, el desajuste del retardo de propagación es de 12 ns, por lo que se puede utilizar el tiempo muerto total mínimo requerido para la conmutación de IGBT. Para los IGBT IR, el tiempo muerto mínimo se puede establecer en 500 ns. Está claro en la figura de la izquierda que la distorsión de voltaje en este caso es mínima. Además, la corriente de fase es muy sinusoidal, lo que dará como resultado una ondulación de par mínima. Los gráficos de la derecha muestran el voltaje de línea a línea y la corriente de paso con el tiempo muerto aumentado a 1 µs. Este valor es más representativo de lo que se requeriría para los controladores de puerta acoplados ópticamente, debido a su mayor retardo de propagación y desplazamiento. El aumento resultante en la tensión y la distorsión de la corriente es evidente. El motor de inducción utilizado en este caso es una máquina relativamente pequeña de alta impedancia. En aplicaciones de mayor potencia, la impedancia del motor de inducción generalmente será mucho más baja, lo que dará como resultado una mayor distorsión de la corriente del motor y una mayor fluctuación del par. La ondulación del par tiene un efecto adverso en muchas aplicaciones, por ejemplo, reducción de la comodidad de conducción en ascensores o desgaste de cojinetes y acoplamientos en sistemas mecánicos.

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Apagado por sobrecorriente

Otro tema importante para los controladores de puerta modernos es la velocidad a la que se puede implementar un comando de apagado de la CPU en el nivel de IGBT. Esto es importante en el contexto del apagado por sobrecorriente, donde la detección de sobrecorriente en sí misma no es parte del controlador de puerta, sino que se implementa como parte del circuito de detección y filtrado. Una presión adicional en esta área es el cortocircuito reducido que representan los IGBT de alta eficiencia. La tendencia en la tecnología IGBT está pasando del estándar de la industria de 10 µs a 5 µs o incluso menos. Como se muestra en la Figura 7, el circuito de detección de sobrecorriente normalmente tardará varios microsegundos en bloquear la falla, y este tiempo de detección se reducirá para coincidir con la tendencia general. La otra parte principal de la ruta es el retraso de propagación entre la salida de la CPU/FPGA y la puerta IGBT (controlador de puerta). Una vez más, los aisladores magnéticos ofrecen una ventaja significativa sobre los dispositivos ópticos, ya que el retardo de propagación no es un factor debido a su valor muy bajo, normalmente alrededor de 50 ns. Por el contrario, los optoacopladores tienen retrasos de propagación de alrededor de 500 ns, lo que representa un porcentaje significativo del presupuesto total de sincronización.

Figura 7. Fallas de apagado retardado

El tiempo de apagado del controlador de puerta desde la aplicación de control del motor se muestra en la Figura 8, donde se muestra el comando de apagado de la CPU seguido de la señal del transmisor de puerta IGBT. El retraso total desde el inicio de la señal de apagado hasta el punto en el que la señal de activación de la puerta IGBT está cerca de cero es de solo 72 ns.

Figura 8. Temporización del controlador de compuerta de apagado por sobrecorriente

Resumen

Con una mayor atención al rendimiento, la eficiencia y la seguridad del sistema, los arquitectos de control de motores se enfrentan a una tarea cada vez más compleja en el diseño de sistemas robustos. Mientras que los controladores de compuerta basados ​​en optoacopladores son la opción tradicional, las soluciones basadas en transformadores no solo ofrecen ventajas en potencia, velocidad y estabilidad de por vida, sino también, como se muestra en este artículo, ventajas significativas en términos de rendimiento del sistema. y seguridad a través de un retardo de señal reducido. Esto permite a los diseñadores reducir con confianza el tiempo de inactividad, mejorar el rendimiento del sistema y evitar que los interruptores de lado alto y bajo se activen al mismo tiempo. Además, permite una respuesta más rápida a los comandos y errores del sistema, mejorando nuevamente la confiabilidad del sistema y mejorando la seguridad. Estas ventajas de los controladores de compuerta discretos basados ​​en transformadores permanentes como la primera opción para diseñar sistemas de accionamiento de motor sugieren que los diseñadores de sistemas deben considerar seriamente hacer que el retraso de los componentes sea un requisito clave en sus proyectos futuros.

Referencias

Krakauer, David. Artículo técnico MS-2576. «Equilibrio de las características clave del aislador por razones de seguridad». Dispositivos analógicos, Inc., 2022.

Muñoz, Alfredo R. and Thomas A. Lipo. «Técnica de compensación de tiempo muerto en línea para variadores PWM-VSI de bucle abierto.” Transacciones IEEE sobre electrónica de potencia, Vuelo. 14, No.4, julio de 1999.

NGTB15N60S1EG: IGBT – Cortocircuito nominal. Semiconductores AR.

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