Medición de pérdidas de retorno sin calibración | Analog Devices

La pérdida de retorno en un transmisor alámbrico o inalámbrico es la relación entre la potencia transmitida y la potencia reflejada cuando se suministra potencia a una carga. Es un parámetro crítico que describe la eficiencia de la transmisión y puede utilizarse como indicador de que se está reflejando una potencia excesiva de una carga a la fuente. En un transmisor inalámbrico con poca pérdida de retorno de la antena, un alto nivel de potencia reflejada puede dañar el amplificador de potencia que acciona la antena.

Este artículo presenta un nuevo método para medir con precisión la pérdida de retorno en un transmisor alámbrico o inalámbrico en tiempo real en un amplio rango de frecuencias (de 2 GHz a 26 GHz) sin necesidad de calibrar el sistema.

Funcionamiento del circuito

La figura 1 muestra el circuito completo donde se mide la pérdida de retorno entre un amplificador de RF y su carga; la carga será una antena en un sistema inalámbrico práctico. La potencia incidente y la reflejada se detectan mediante un acoplador direccional de banda ancha con un rango de frecuencia de 2 GHz a 26,5 GHz.

Figura 1: Diagrama de bloques.

Se utiliza un conmutador de RF para conectar alternativamente el puerto acoplado y el aislado del acoplador direccional. Las líneas de control del conmutador de RF se conmutan periódicamente mediante un circuito de control CMOS de lógica negativa. Se utiliza un conmutador de RF absorbente para garantizar que ambos puertos del acoplador direccional estén siempre terminados en 50 Ω. La salida de la señal de radiofrecuencia acoplada del conmutador impulsa entonces la entrada del ADL6010, un detector de microondas de banda ancha que funciona de 500 MHz a 43,5 GHz.

El ADC de 12 bits AD7091R muestrea la salida del detector de RF ADL6010 a una frecuencia de 1 MSPS. Convierte la tensión de salida analógica del detector en un código digital. Utilizando los códigos de avance y retroceso, se puede calcular la pérdida de retorno sin necesidad de calibrar el sistema.

Medición y cálculo de las pérdidas de retorno sin calibración

La figura 2 muestra la función de transferencia del detector de diodos de microondas integrado ADL6010 en términos de la tensión de salida de CC frente a la tensión de entrada de CA. Este detector tiene un rango de detección de 45 dB y funciona desde 500 MHz hasta 43,5 GHz.

Figura 2: Función de transferencia del detector de diodos integrado ADL6010 en VOUT vs. VEN.

Este dispositivo tiene una función de transferencia V/V denominada lineal. Esto significa que la tensión de salida de CC es directamente proporcional a la tensión de entrada de CA cuando la potencia de entrada está dentro de su región de funcionamiento lineal de 45 dB (aproximadamente de -30 dBm a +15 dBm o de 7,1 mV rms a 1,3 V rms). A diferencia de un detector de diodo Schottky tradicional, no existe una región de funcionamiento de ley cuadrada. Esto da lugar a una función de transferencia que puede modelarse mediante una simple ecuación lineal:

Ecuación 1

donde m es la pendiente en V/V y b es la intercepción del eje y.

Reescribiendo esta ecuación en términos de potencia en dBm se obtiene :

Ecuación 2

donde R es la impedancia del sistema, normalmente 50 Ω.

La respuesta de salida del detector de potencia variará con la temperatura, la frecuencia y de un aparato a otro. Por tanto, los valores de m y b en la ecuación anterior variarán y, en general, deberán determinarse mediante calibración.

Para calcular la potencia de entrada del detector hacia atrás utilizando la tensión de salida, es necesario realizar una calibración en cada frecuencia y en cada aparato. Sin embargo, en el circuito de la figura 1, sólo pretendemos medir la pérdida de retorno. Como las potencias directa e inversa se miden con el mismo detector, se puede demostrar que la pérdida de retorno se puede calcular mediante la siguiente ecuación:

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Ecuación 3

donde VF y VR son las tensiones de salida medidas del detector cuando el interruptor de RF conecta el acoplador direccional a los puertos acoplados delantero y trasero del acoplador direccional, respectivamente. Esta ecuación se cumple cuando el intercepto (b) se aproxima a cero, que es el caso de este detector en particular (véase la figura 2).

Esta ecuación es significativa porque los términos m y b ya no están presentes. Esto significa que se puede medir la pérdida de retorno exacta sin necesidad de calibrar el sistema.

En la práctica, se utilizan los códigos del CAD de la figura 1 para realizar el cálculo. La ecuación final se convierte así en

Ecuación 4

De nuevo, como el ADC tiene una intercepción en el eje Y cercana a 0, no necesitamos realizar una calibración del ADC para medir con precisión la pérdida de retorno.

El coeficiente de reflexión es aún más fácil de calcular porque disminuye la necesidad de calcular el log(x). Esto da la siguiente ecuación:

Ecuación 5

y la VSWR se puede calcular mediante la ecuación :

Ecuación 6

Resultados de las pruebas

La figura 3 muestra la pérdida de retorno medida en función de la potencia de entrada a 2 GHz cuando hay una pérdida de retorno de 20 dB.

Figura 3: Resultados de la medición de las pérdidas de retorno

Para imitar una antena con una pérdida de retorno de 20 dB, se conectó a la salida del acoplador direccional un atenuador de 9 dB con salida en circuito abierto. Lo ideal es que se obtenga una pérdida de retorno de 18 dB. Sin embargo, si se tiene en cuenta el efecto de la pérdida del cable, las conexiones y la pérdida de inserción del acoplador, se determinó que la verdadera pérdida de retorno de esta carga de prueba era de unos 20 dB.

En el gráfico de la Figura 3, vemos que para potencias de entrada que van de 0 dBm a +25 dBm, la pérdida de retorno medida se mantiene cerca de los 20 dB. Por encima y por debajo de estos niveles, la pérdida de retorno medida se deteriora considerablemente. En el lado alto (esto se debe a que la potencia en la entrada del detector supera su punto de saturación de +15 dBm), la potencia de +27 dBm a través del acoplador direccional aparece como +15 dBm en el detector de RF debido al factor de acoplamiento y a la pérdida de inserción del interruptor.

En el lado bajo (potencias de entrada inferiores a 0 dBm), el error se debe a la sensibilidad del detector. Una potencia de entrada de 0 dBm se refleja en la carga a -20 dBm. Este nivel desciende unos 12 dB a través del acoplador y el conmutador de RF, llegando al detector como una potencia de unos -32 dBm, que es inferior a la sensibilidad de entrada del detector ADL6010.

Selección de un acoplador direccional

Cada acoplador direccional tiene un puerto acoplado y un puerto aislado, como se muestra en la figura 4. La señal acoplada hacia delante aparece en la salida acoplada y la señal reflejada por la carga se acopla al puerto aislado. En la mayoría de los acopladores direccionales, el puerto aislado está terminado con una terminación permanente y no extraíble de 50 Ω. Para esta aplicación, se eligió el Marki Microwave C10-0226 por varias razones. El dispositivo tiene un amplio rango de frecuencias de funcionamiento (de 2 GHz a 26 GHz) que cubre una parte importante del rango del detector ADL6010. En este rango tiene una pérdida de retorno de entrada y una directividad de 20 dB o mejor. Para medir una pérdida de retorno de 20 dB en una carga, la directividad y la pérdida de retorno de entrada del propio acoplador deben superar al menos esta cifra.

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Figura 4: Acoplador direccional de RF.

El puerto aislado del acoplador C10-2226 no tiene una terminación fija. En su lugar, el usuario puede colocar una carga SMA de 50 Ω para un funcionamiento normal. Sin embargo, en este caso, aprovechamos esta característica y utilizamos el puerto aislado para medir la potencia inversa. Así que tenemos un único dispositivo que puede detectar tanto la potencia incidente como la reflejada.

El factor de acoplamiento del acoplador es de 10 dB. El factor de acoplamiento tiene un impacto importante en la planificación a nivel de circuito, como se muestra en la Figura 5. Para optimizar el alcance de detección del circuito, la potencia máxima en el puerto de la antena debe coincidir con la potencia máxima de entrada del detector. Así, en este ejemplo, el factor de acoplamiento de 10 dB (junto con la pérdida de inserción de 2 dB del conmutador de RF) y la potencia máxima de entrada del detector de +15 dBm fijan la potencia máxima en el puerto de la antena en +27 dBm. Si se desea una mayor potencia de salida, se puede utilizar un acoplador direccional con un factor de acoplamiento mayor. Esto tendría la ventaja de reducir ligeramente la pérdida de inserción del acoplador. Como alternativa, se puede insertar una atenuación adicional entre la salida del interruptor y la entrada del detector.

Figura 5. Planificación a nivel de circuito.

En un circuito práctico, puede ser preferible un acoplador direccional montado en superficie. Estos dispositivos suelen tener una pérdida de inserción similar a la del acoplador conectorizado utilizado aquí. Pero su ancho de banda, directividad y aislamiento tenderán a no ser tan buenos.

Consideraciones sobre la selección del interruptor de RF

En esta aplicación se utiliza el interruptor HMC547LC3. Se trata de un interruptor unipolar, de dos posiciones y no reflectante, con un rango de frecuencia de entrada de cc a 28 GHz y un tiempo de conmutación de alta velocidad de 6 ns.

La característica no reflectante de este interruptor es fundamental para el buen funcionamiento del circuito general. Sin la carga ficticia de 50 Ω que el conmutador presenta en sus entradas cuando no está conectado, el acoplador direccional no estaría bien terminado.

La pérdida de inserción del interruptor no es crítica en esta aplicación. La pérdida de inserción del interruptor aumenta el factor de acoplamiento del acoplador direccional. Además, como tanto la potencia directa como la inversa se dirigen por el mismo camino, cualquier variación con respecto a la temperatura y la frecuencia se anula. El interruptor, junto con el acoplador, limita el funcionamiento del circuito a un máximo de 28 GHz. Para hacer funcionar el circuito hasta la máxima frecuencia de entrada del detector ADL6010, hay que utilizar un interruptor de mayor frecuencia.

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Consideraciones sobre la selección del ADC

El AD7091R es un ADC SAR de registro de aproximación sucesiva de 12 bits. Se trata de un ADC de bajo consumo, que suele consumir 349 μA a una velocidad de datos de hasta 1 MSPS. Se pueden utilizar velocidades de datos más bajas, reduciendo así el consumo de energía.

Se eligió este ADC principalmente porque tiene suficiente resolución para detectar la tensión de salida del detector ADL6010 en todo su rango de entrada. La llamada función de transferencia V/V lineal del detector (mostrada en la figura 2) significa que la pendiente de salida V/dB incremental disminuye con la potencia de entrada. Por este motivo, se ha elegido un ADC de 12 bits para poder resolver los cambios de potencia de entrada de menos de 1 dB, incluso cuando la potencia de entrada está en el extremo inferior del rango de entrada del detector.

En la implementación práctica de este circuito, cada código digital del CAN se transfiere a un PC a través de una interfaz SPI de 3 hilos. Una rutina de software en el PC calcula y muestra la pérdida de retorno.

El tiempo necesario para medir las señales acopladas hacia delante y hacia atrás y calcular la pérdida de retorno es de aproximadamente 1,4 ms: en cada ciclo se recogen 500 muestras hacia delante y 500 hacia atrás. El gran número de muestras permite promediar, lo que es necesario en aplicaciones en las que la señal tiene una envolvente que cambia rápidamente. Además, se ha colocado un filtro de paso bajo (un simple circuito de R a C sin amortiguación) entre la salida del detector y la entrada del ADC para proporcionar un promedio adicional.

El programa de software necesita unos 400 μs para realizar la operación de conmutación entre el muestreo de avance y el de retroceso. Esto da como resultado una velocidad de actualización de 1,4 ms.

También podrían utilizarse otros esquemas de muestreo cuando se disponga de una conmutación más rápida (la velocidad de conmutación en el ejemplo anterior está limitada por el software de control, no por el propio interruptor).

Medición de la potencia de RF

Hasta ahora, se ha centrado en la medición de la pérdida de retorno sin necesidad de ninguna calibración. Con la adición de una sencilla rutina de calibración, el circuito también puede utilizarse para medir con precisión la potencia transmitida. La figura 6 muestra el barrido de la potencia de entrada a 2 GHz y el recálculo de la potencia mediante el código ADC y los valores de m y b, adquiridos durante la calibración.

Figura 6. Potencia medida frente a la potencia aplicada cuando el circuito se utiliza para medir la potencia absoluta de entrada de RF.

Conclusión

El circuito descrito proporciona una solución práctica para medir con precisión las pérdidas de retorno cuando no es posible o no es deseable realizar una calibración. Tiene un rango de detección de potencia absoluta de 45 dB. Esto permite medir una pérdida de retorno de hasta 20 dB en un rango de potencia de RF de 25 dB. El rango de potencia absoluta se puede escalar desde su rango mínimo de 0 dBm a +25 dBm.

Aunque el detector de RF utilizado tiene un rango de frecuencias de entrada de 500 MHz a 43,5 GHz, el rango de frecuencias del circuito estará generalmente limitado por el conmutador de RF o el acoplador direccional utilizado, especialmente si se utiliza un acoplador de montaje superficial.

El circuito descrito se implementó en una sola placa de circuito impreso (excepto el acoplador direccional) y está disponible en Analog Devices. Para más detalles, consulta www.analog.com/CN0387.

Referencias

1CN-0387 Sistema de medición de pérdidas de retorno sin calibración. Dispositivos analógicos.

Agradecimientos

1. Patrick Walsh, Joel Dobler, Vincent Heffernan-Dispositivos analógicos, aplicaciones.

2. Mike O’Shea-Dispositivos Analógicos, Diseño.

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