el regulador de doble salida de 30V es eficiente, tiene muchas funciones y ahorra espacio

El LTC3802 se ha diseñado para que destaque en la generación de tensiones de salida bajas a partir de tensiones de entrada altas, un problema habitual en las fuentes de alimentación rápidas para CPU. Es la última incorporación a la familia de reguladores reductores síncronos de alta velocidad y retroalimentación de tensión de Linear Technology. Conserva la arquitectura de frecuencia constante y el Modo Ráfaga® funcionamiento del LTC1702A, a la vez que se mejoran sus prestaciones y se añaden funcionalidades (ver Tabla 1).

Tabla 1. Comparación entre el LTC3802 y el LTC1702/LTC1702A
LTC3802LTC1702/LTC1702A
VEN3V-30V3V-7V
Arquitectura de conmutaciónModulación del borde de ataque con compensación de la línea de alimentaciónModulación del borde de salida
Referencia0.6V ±1%0.8V ±1%
Bucle de bloqueo de fasepLL 330kHz-750kHz
Funcionamiento libre a 550 kHz
No
Funcionamiento libre a 550 kHz
Seguido deControl de los encendidos y apagados ratiométricos o coincidentesNo
PaquetesGN28 y QFN 32GN24

El rango de funcionamiento de la fuente de alimentación de entrada se amplía desde los 5V nominales hasta el rango completo de 3V-30V. La tensión de referencia interna se ha reducido, lo que permite que la salida sea tan baja como 0,6V. Un esquema de modulación avanzado facilita estos ciclos de trabajo bajos y las velocidades de conmutación rápidas. Los dos canales siguen estando desfasados en 180°, lo que duplica la frecuencia de los impulsos de conmutación que ve el condensador de derivación de entrada y, por tanto, reduce su corriente eficaz y su valor necesario, pero una nueva patilla PLLIN amplía estas ventajas al permitir que dos LTC3802 controlen un convertidor de 4 fases. Esta clavija también permite la sincronización externa de la frecuencia de conmutación de 330kHz a 750kHz, en lugar de una frecuencia fija de 550kHz. El seguimiento del voltaje de salida gobierna la velocidad de giro de la salida de los 2 canales durante el encendido y el apagado para cumplir con varios requisitos de secuenciación de la fuente de alimentación.

El LTC3802 utiliza una frecuencia de conmutación elevada y una arquitectura de retroalimentación de tensión de precisión para proporcionar un rendimiento excepcional de regulación y respuesta transitoria en cada una de sus dos salidas. Los op-amps de retroalimentación con un ancho de banda de 10 MHz permiten un cruce de bucle superior a una décima parte de la frecuencia de conmutación, tanto si se sincronizan externamente como si funcionan a la frecuencia predeterminada de 550 kHz. Los grandes controladores de puerta integrados permiten al LTC3802 controlar eficazmente varios MOSFET en todo su rango de frecuencia de conmutación.

Una aplicación típica del LTC3802 convierte una fuente de tensión de entrada alta en dos tensiones de salida bajas y requiere que ambos canales funcionen con ciclos de trabajo bajos. Una aplicación de este tipo presenta varios retos para un controlador PWM tradicional. En primer lugar, el controlador se ve obligado a tomar una decisión sobre la anchura del pulso después de encender el interruptor de control (MOSFET superior). El encendido del interruptor de control en el convertidor buck es el evento más ruidoso de todo el ciclo de conmutación. La corriente de alimentación de entrada salta de corriente cero a corriente cargada, provocando un rebote a tierra; la gran oscilación de tensión en el nodo de vuelo del inductor puede inducir más ruido en el controlador. Cualquiera de los dos eventos puede interrumpir el funcionamiento del comparador PWM en los 100ns-200ns que siguen a la transición, produciendo variaciones aleatorias en la anchura del pulso de control y un rizado irregular en la corriente del inductor.

El segundo reto del esquema de funcionamiento PWM tradicional es que el tiempo de respuesta del comparador PWM limita la anchura de pulso mínima del controlador. Un comparador PWM típico tarda al menos 100ns en conmutar la salida. Establece el tiempo mínimo de activación de la puerta del interruptor superior. En tercer lugar, la modulación tradicional de flanco descendente sufre una lenta recuperación de los transitorios. El reloj interno activa el interruptor de control en un intervalo de tiempo fijo, independientemente de la tensión de salida (VOUT). Si la corriente de carga aumenta después de apagar la puerta superior, el controlador debe esperar al siguiente ciclo de reloj para cargar el condensador de salida. En esta situación, los reguladores con frecuencias de conmutación más lentas pueden tener mayores caídas de salida.

El LTC3802 utiliza una arquitectura de modulación de vanguardia para superar estos tres obstáculos. En un ciclo de conmutación típico del LTC3802, el comparador PWM enciende el MOSFET superior; el reloj maestro interno lo apaga. El comparador toma una decisión en un intervalo silencioso antes de que los MOSFETs conmuten, evitando así el jitter del ancho de pulso.

La figura 1 muestra la forma de onda de conmutación PWM de la arquitectura de modulación del borde de ataque. La figura 2 muestra el ruido en la salida del amplificador de error debido a una tensión de alimentación de entrada relativamente alta; incluso con este ruido, el LTC3802 mantiene una forma de onda de conmutación estable. Con ciclos de trabajo aún más bajos, el retardo de propagación del comparador ya no limita la anchura mínima de los impulsos de la puerta superior; el bucle de retroalimentación de conmutación ajusta el ciclo de trabajo para dar la tensión de salida correcta. La figura 3 muestra el pulso TG estrecho generado por un convertidor buck de 30V a 1V. Con un convertidor de frecuencia de conmutación de 550 kHz, la anchura de pulso del TG es de sólo 60 ns Los comparadores de los convertidores PWM convencionales no son lo suficientemente sensibles como para permitir una anchura de pulso tan estrecha, pues de lo contrario se dispararían fácilmente por el ruido.

Figura 1: Forma de onda de conmutación PWM de la arquitectura de modulación del borde de ataque para VEN = 5V, VOUT = 3.3V.

Figura 2. En un convertidor Buck de 20 V a 3,3 V, el ruido de conmutación se acopla a la salida del amplificador de error después de que se active la puerta superior (TG); esto provocaría una conmutación imprevisible en los convertidores PWM tradicionales.

Figura 3: Forma de onda de conmutación obtenida del convertidor buck de doble fase LTC3802.

La modulación del borde de ataque también permite una respuesta rápida a los transitorios de carga. Una vez que la salida está cargada, el amplificador de error detecta el droop de salida, y el controlador enciende inmediatamente el MOSFET superior para reponer el condensador de salida. El LTC3802 no necesita esperar al siguiente ciclo de reloj para encender la puerta superior. Cuando se retira la carga, el tiempo de recuperación del desbordamiento viene determinado por la red de compensación de frecuencia del amplificador de error. En ambos casos, se consiguen fácilmente tiempos de recuperación muy inferiores a 20µs con una frecuencia de conmutación de 550kHz. Esta rápida respuesta transitoria, unida a la baja corriente de rizado de salida producida a altas frecuencias de conmutación, reduce la cantidad de capacitancia de salida necesaria para sostener la tensión de salida durante un transitorio de carga.

El LTC3802 incluye la compensación de los transitorios de línea. La entrada de compensación de línea controla la alimentación (VEN), modulando inmediatamente la entrada del comparador PWM y cambiando la anchura del pulso en proporción inversa. En lugar de esperar a que se produzca una caída de la tensión de salida, la compensación de avance evita el bucle de retroalimentación y proporciona una excelente regulación durante los transitorios de la línea (Figura 4).

Figura 4. Una gran variación de VEN produce una perturbación muy pequeña en VOUT.

Los módulos de alimentación de nueva generación utilizan el seguimiento de encendido y apagado para reducir la cantidad de circuitos externos necesarios para alimentar los semiconductores digitales modernos, como los DSP, los microprocesadores, las FPGA y los ASIC. Estos dispositivos necesitan al menos dos tensiones de alimentación, una para alimentar la lógica del núcleo de alta velocidad y otra para alimentar la interfaz de E/S. Estas tensiones deben aplicarse en un orden bien controlado.

Durante el encendido y el apagado, las variaciones en los puntos de partida y las velocidades de rampa de las fuentes de alimentación pueden hacer que fluya la corriente entre las estructuras de aislamiento. Cuando son prolongadas y excesivas, estas corrientes pueden acortar la vida de los dispositivos semiconductores, o desencadenar un bloqueo que conduzca al fallo del dispositivo.

Para cumplir estos requisitos de secuenciación, los diseñadores de sistemas de alimentación pueden evitar añadir circuitos adicionales utilizando el seguimiento de encendido y apagado fácilmente programable del LTC3802, que puede adherirse a dos esquemas diferentes: seguimiento ratiométrico y seguimiento coincidente.

Con una configuración ratiométrica, el LTC3802 produce dos velocidades de giro de salida diferentes (con VOUT1 > VOUT2). Como la velocidad de giro de cada canal es proporcional a la tensión de salida correspondiente, ambas salidas alcanzan sus valores de equilibrio simultáneamente.

La configuración coincidente produce la misma velocidad de giro en ambas salidas, de modo que el canal con la V más bajaOUT alcanza primero su valor de estado estacionario.

La figura 5 muestra el diagrama simplificado de la implementación del seguimiento. Durante el encendido o apagado, el amplificador de seguimiento, TRACK, esclaviza el bucle de retroalimentación de seguimiento y obliga a FBT a estar al mismo potencial que CMPIN2. Fijando RT5 = R51 crea el inicio ratiométrico, y fijando RT5 = R52 produce un arranque coincidente. La función de seguimiento se puede desactivar fácilmente desconectando el divisor resistivo FBT y poniendo en cortocircuito FBT con CMPIN2.

Figura 5. Esquema de seguimiento simplificado y formas de onda de encendido y apagado asociadas para el seguimiento ratiométrico y coincidente.

Para obtener la secuencia de apagado adecuada, conecta a tierra el pin PHASEMD. Esto activa una fuente de corriente interna que descarga lentamente el condensador de arranque suave. Una vez que el potencial RUN/SS es lo suficientemente bajo como para controlar el ciclo de trabajo, el amplificador de seguimiento toma el control y servidumbre el bucle de retroalimentación de seguimiento para producir la rampa de salida seleccionada. Ten en cuenta que en este esquema de seguimiento no hay una asignación de maestro y esclavo; si una salida se pone baja, la salida del otro canal le sigue. La figura 5 incluye las formas de onda de seguimiento ratiométrico y coincide con las cargas de 10Ω.

Las figuras 6a a 6c muestran las formas de onda de encendido y apagado con uno de los canales con corriente limitada. La figura 6a muestra que cuando FBT está en cortocircuito con CMPIN2, la función de seguimiento está desactivada. La primera forma de onda muestra que cuando el canal 1 tiene limitada la corriente, el potencial de salida del canal 2 disminuye debido a la menor tensión RUN/SS (ambos canales comparten el mismo pin RUN/SS). La segunda imagen muestra que cuando el canal 2 está limitado por la corriente, la tensión de salida de 3,3 V del canal 1 es inferior a la tensión nominal. Las figuras 6b y 6c muestran las formas de onda de salida con seguimiento ratiométrico y coincidente. La figura 6b muestra que, en el seguimiento ratiométrico, si una salida está limitada por la corriente, la otra salida se tira hacia abajo para que ambas salidas mantengan su relación de tensión. En cambio, en la configuración de seguimiento coincidente que se muestra en la Figura 6c, ambos canales tienen las mismas tensiones de salida, aunque sólo un canal esté limitado por la corriente.

a.

b.

c.

Figura 6. Formas de onda de encendido y apagado con uno de los canales de corriente limitada. Los resultados se muestran sin seguimiento (a), con seguimiento ratiométrico (b) y con seguimiento coincidente (c).

La arquitectura de detección de corriente del MOSFET inferior LTC3802 no sólo elimina las resistencias externas de detección de corriente y las correspondientes pérdidas de potencia en los canales de alta corriente, sino que también permite una amplia gama de tensiones de salida, incluso con ciclos de trabajo extremadamente bajos.

El esquema de limitación de corriente del LTC3802 mejora el del LTC1702A al utilizar un nivel de limitación de corriente programable por el usuario. Funciona detectando el VDS a través del MOSFET inferior cuando se enciende y comparando esta tensión con una tensión programada en IMAX.

LA IMAX incluye una corriente ajustada de 10μA, que permite al usuario ajustar la IMAX tensión con una sola resistencia, RIMAXa tierra. La entrada de referencia del comparador de corriente es igual a VIMAX dividido por 5 (ver Figura 7). El comparador de corriente empieza a limitar la corriente de salida cuando la tensión en el MOSFET inferior es superior a su referencia. El detector de límite de corriente está conectado a una fuente de corriente interna de 100μA.

Figura 7. Circuito simplificado de limitación de corriente del LTC3802.

Una vez alcanzado el límite de corriente, esta fuente de corriente comienza a descargar el condensador de arranque suave en RUN/SS, reduciendo el ciclo de trabajo y, por tanto, la tensión de salida, hasta que la corriente caiga por debajo del límite. El condensador de arranque suave debe moverse una cierta cantidad antes de que tenga algún efecto sobre el ciclo de trabajo, añadiendo un retraso hasta que el límite de corriente surta efecto. Esto permite que el LTC3802 experimente breves condiciones de sobrecarga mientras mantiene la regulación de la tensión de salida.

Sin embargo, con tensiones de entrada elevadas, incluso un pequeño retardo RUN/SS podría hacer que la corriente de salida se disparara significativamente durante un cortocircuito grave. Para evitar esta situación, el LTC3802 añade un circuito limitador de corriente duro.

Si la corriente de carga es 1,5 veces el umbral de límite de corriente programado, el LTC3802 apaga inmediatamente el MOSFET superior. Esto impide que la corriente del inductor aumente. En este punto, si el CMPIN (que muestrea VOUT) es un 10% inferior a su valor nominal, el LTC3802 bloquea el límite de corriente dura y descarga el condensador RUN/SS con una fuente de corriente superior a 1mA hasta que RUN/SS alcance su umbral de desconexión. Una vez que RUN/SS se descargue por completo, el LTC3802 reanudará su ciclo de arranque suave. La figura 8 muestra las formas de onda durante un cortocircuito grave en la salida de un convertidor de 12V-3,3V.

Figura 8. Forma de onda de cortocircuito del LTC3802.

El LTC3802 de alta eficiencia es el último miembro de la familia de controladores síncronos de canal N de retroalimentación de tensión y frecuencia constante de Linear Technology. Con su exclusivo conjunto de potentes funciones y mejoras de rendimiento (resumidas en la Tabla 1), mejora al LTC1702/LTC1702A, y es ideal para aplicaciones de alta tensión de entrada y bajo ciclo de trabajo. El LTC3802 está disponible en pequeños paquetes SSOP de 28 y QFN de 32 hojas (5mm × 5mm), que permiten disponer de un convertidor completo de 87W en menos de 6 pulgadas cuadradas (Figura 9).

Figura 9. Un circuito de aplicación del LTC3802 de 87W ocupa menos de 6in2.

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