el DAC paralelo de 16 bits tiene una linealidad de 1LSB, un glitch ultrabajo y resistencias precisas de 4 cuadrantes

El mercado actual, que evoluciona rápidamente, ha desarrollado un gran apetito por los convertidores de digital a analógico rápidos, de alta resolución y alta precisión. Los requisitos de los sistemas de instrumentación, los equipos de pruebas automáticas, las comunicaciones, la generación de formas de onda, la adquisición de datos y los sistemas de control de retroalimentación, entre otras muchas aplicaciones, han alimentado la necesidad de los convertidores de digital a analógico de 16 bits. El convertidor no sólo debe cumplir los estrictos requisitos de velocidad y precisión del sistema, sino que debe hacerlo en los modos de funcionamiento unipolar (0V a 10V) y bipolar (±10V) sin degradación. Para cumplir y superar estos requisitos, Linear Technology presenta su convertidor digital-analógico (DAC) de 16 bits en paralelo, con salida de corriente y bajo glitch, con resistencias de 4 cuadrantes. Las principales características de este nuevo DAC son las siguientes

  • ±1LSB máximo de INL y DNL en el rango de temperatura industrial.
  • Las resistencias de 4 cuadrantes incorporadas permiten salidas precisas de 0V a 10V, 0V a -10V o ±10V.
  • Pulso de glitch ultrabajo, < 1nV-s a media escala.
  • Paquete SSOP pequeño de 28 pines.
  • Bajo consumo de la fuente de alimentación: 10µW típicos.
  • Pin compatible con el LTC1591 DAC multiplicador de 14 bits en paralelo, con salida de corriente y bajo glitch, con 4 resistencias de cuadrante.

Características únicas del LTC1597

El LTC1597 funciona con una única alimentación de 5 V y proporciona rangos de salida unipolares de 0 V a -10 V o de 0 V a 10 V y bipolares de ±10 V a partir de una entrada de referencia de 10 V o -10 V utilizando un amplificador operacional externo simple o doble. El dispositivo consigue un funcionamiento bipolar utilizando tres resistencias de precisión adicionales en el chip. El convertidor de digital a analógico consiste en una escalera de precisión de R/2R para los trece LSB. Los tres MSB se decodifican en siete segmentos de valor de resistencia R, como se muestra en la Figura 1. R es nominalmente 48k. Cada uno de estos segmentos y la escalera R/2R llevan una corriente de peso igual a un octavo de la escala completa. La resistencia de retorno, RFBy una resistencia de 4 cuartos, ROFStienen un valor de R/4. Las resistencias de 4 cuadrantes R1 y R2 tienen un valor de R/4.

Figura 1. El convertidor digital-analógico CMOS de 16 bits LTC1597 utiliza una arquitectura R/2R de precisión modificada para proporcionar una precisión y estabilidad inigualables. Ahora es posible realizar aplicaciones precisas de multiplicación de 4 cuadrantes con las resistencias R1, R2 y ROFS. Un dispositivo deglitching incorporado reduce los pulsos de glitch a 1nV-s.

El pin de referencia tiene una impedancia de entrada constante de R/8 en modo unipolar y de R/12 en modo bipolar. La impedancia de salida del pin de salida de corriente, IOUT1esto varía según el código DAC.

Una característica adicional del LTC1597 es un descongelador propio que reduce la energía de glitch a menos de 1nV-s en el rango de tensión de salida del DAC.

El LTC1597 tiene un bus de datos de entrada en paralelo de 16 bits y está dotado de un doble buffer con dos registros de 16 bits. La función de doble búfer permite actualizar varios DACs simultáneamente. El WR la señal WR actualiza el registro de entrada y la señal LD carga el registro DAC. El descongelador se activa en el flanco ascendente de la señal LD.

La versatilidad de la interfaz también permite utilizar los registros de entrada y DAC en una configuración maestro/esclavo o activada por flancos. Este modo de funcionamiento se produce cuando WR y LD se unen para actuar como señal de reloj.

Lee:  Ecuaciones de Maxwell: Ley de Gauss, Ley de Faraday y Ley de Ampere

El pin de borrado asíncrono (CLR) reinicia el LTC1597 a escala cero y el LTC1597-1 a escala media CLR reinicia los registros de entrada y DAC. El LTC1597 también cuenta con un reinicio de encendido.

precisión de temperatura de 16 bits

El LTC1597 tiene una deriva de linealidad ultrabaja, muy por debajo de ±0,2 LSB, desde -45°C hasta 85°C. Esto permite al LTC1597 mantener su precisión de 1LSB de no linealidad integral (INL) y no linealidad diferencial (DNL) a lo largo del tiempo y la temperatura. En el pasado, los únicos DAC que se acercaban a esta precisión sobre la temperatura eran del tipo autocalibrado. Estos DAC eran muy grandes, muy caros y, por tanto, poco prácticos para la mayoría de las aplicaciones.

Las figuras 2a y 2b muestran las curvas INL y DNL típicas del LTC1597. Los notables 0,25 LSB INL, 0,15 LSB DNL (típicos) y la bajísima deriva permiten una especificación máxima de 1LSB en el amplio rango de temperaturas industriales. Para un rendimiento óptimo, la patilla REF del LTC1597 debe ser conducida por una impedancia de fuente inferior a 1kΩ. Sin embargo, el DAC se ha diseñado para minimizar los efectos de la impedancia de la fuente. Una impedancia de fuente de 8kΩ degrada el INL y el DNL en sólo 0,2LSB.

Figura 2. Los notables INL y DNL (normalmente inferiores a 0,25 LSB) y la bajísima deriva de linealidad garantizan una especificación máxima de 1 LSB en el rango de temperatura industrial.

Asentamiento rápido: menos de 2µs a menos de 0,0015% de la escala completa

Ahora los diseñadores de sistemas ya no tienen que tomar decisiones difíciles en la compensación entre precisión y velocidad. La solución está aquí. La combinación del DAC LTC1597 y el op-amp LT1468 ofrece una primicia en la industria: un magnífico tiempo de asentamiento de 16 bits de menos de 2µs a un tamaño de paso de 10V, manteniendo una precisión de 1LSB de CC.

La figura 3 muestra el circuito de aplicación en modo unipolar. La figura 4 muestra el tiempo de asentamiento del paso de escala completa de 10V resultante de la combinación LTC1597/LT1468. Con un condensador de realimentación de 20pF, el tiempo de estabilización optimizado al 0,0015% es un sorprendente ≈1,7µs. Puedes encontrar un análisis detallado del tiempo de asentamiento de 16 bits en la Nota de Aplicación 74 de Linear Technology, «Los avances en los componentes y las mediciones garantizan el tiempo de asentamiento de los DAC de 16 bits»

Figura 3. Con un único amplificador operacional externo, el LTC1597 realiza una multiplicación de 2 cuadrantes con una entrada de ±10V y de 0V a -VREF de salida. Con una referencia fija de -10V, proporciona una salida de precisión unipolar de 0V a 10V.

Figura 4. Cuando se utiliza con el LT1468 y un condensador de realimentación de 20pF (ver Figura 3), el LTC1597 puede estabilizarse en unos increíbles 1,7µs con una precisión de 0,0015%. El trazo superior muestra el pulso LD; el trazo inferior muestra la forma de onda de asentamiento regulada que se asienta en 1LSB en 1,7µs.

La capacidad de minimizar el tiempo de asentamiento está limitada por la necesidad de anular la capacitancia de salida del DAC, que varía de 70pF a 115pF, según el código. Esta capacitancia en la entrada del amplificador se combina con la resistencia de retroalimentación para formar un cero en la respuesta de frecuencia del bucle cerrado alrededor de 200kHz-400kHz. Sin un condensador de realimentación, el circuito oscilará. La elección de 20pF estabiliza el circuito añadiendo un polo a 1,3MHz para limitar el pico de frecuencia y también optimiza el tiempo de asentamiento. El tiempo de estabilización para una precisión de 16 bits está teóricamente limitado por 11,1 constantes de tiempo definidas por la resistencia y la capacitancia de retroalimentación.

Lee:  Qué es un transistor BC557 : Configuración de pines y su funcionamiento

Glitch ultrabajo de 1nV-s

Los fallos en la salida de un DAC cuando se actualiza pueden ser un gran problema en las aplicaciones de precisión. Normalmente, el peor caso se produce cuando la salida del DAC cruza la escala media. El nuevo deglitcher patentado del LTC1597 reduce el pulso de glitch de salida a 1nV-s, lo que es al menos diez veces menor que cualquier DAC de salida de tensión de la competencia. Además, el deglutinador hace que el pulso del glitch sea uniforme para cualquier código. La figura 5 muestra el glitch de salida de una transición de tamaño medio con un rango de salida de 0V a 10V.

Figura 5. El desregulador propio reduce el glitch de salida a menos de 1nV-s, lo que es diez veces menos que cualquier otro DAC de salida de tensión de 16 bits. Además, el desregulador hace que el pico de salida sea uniforme, independientemente del código.

Salidas unipolares de 0V a 10V con un solo amplificador operacional

La figura 3 muestra el circuito para un rango de salida de 0V a 10V. El DAC utiliza una referencia externa y un único amplificador operacional en esta configuración. Este circuito también puede realizar la multiplicación de 2 cuadrantes cuando la clavija REF es accionada por una señal de entrada de CA de ±10V y VOUT oscila de 0V a -VREF.

Salida bipolar de ±10V con dos amplificadores operacionales

El LTC1597 contiene las 4 resistencias de cuadrante necesarias para el funcionamiento bipolar. Para una referencia fija de 10V, el circuito que se muestra en la figura 7 proporciona un balanceo de salida preciso de -10V a 10V, con un mínimo de componentes externos: un condensador de realimentación y un amplificador operacional doble. El error del cero bipolar es de 8LSB como máximo sobre la temperatura. Si se utilizan dos amplificadores operacionales LT1468 en lugar del LT1112, el circuito puede realizar una multiplicación de 4 cuadrantes de mayor ancho de banda, en la que la entrada de referencia es conducida por una señal de entrada de CA de ±10V y VOUT equilibrando ±10V.

La figura 6 muestra un gráfico de la distorsión armónica total y el ruido del modo multiplicador de la combinación LTC1597/LT1468 en los modos de funcionamiento unipolar y bipolar. Para las señales de CA por debajo de 40kHz, la THD+ruido es magnífica (mejor que 90dB) y sigue siendo muy buena hasta los 100kHz (78dB). El filtrado en la salida del LT1468 es necesario para reducir el ancho de banda del ruido a niveles aceptables. Cuanto mayor sea el ancho de banda, mayor será el ruido de fondo.

Figura 6a. Escala completa en modo unipolar: el ruido y la distorsión (N + D) son inferiores a -96dB para frecuencias de señal de hasta 30kHz. Hasta 100kHz, el N + D es inferior a -78dB.

Figura 6b. La escala de cero en modo bipolar: N + D es inferior a -96dB para frecuencias de señal de hasta 30kHz. Hasta 100kHz, el N + D es inferior a -82dB.

Figura 6c. Escala completa en modo bipolar: el (N + D) es inferior a -96dB para frecuencias de señal de hasta 30kHz. Hasta 100kHz, el N + D es inferior a -79dB.

Figura 7. Con un amplificador operacional doble, el LTC1597 realiza una multiplicación de 4 cuadrantes. Con una referencia fija de 10V, proporciona una salida bipolar de ±10V. Para aplicaciones de cuenta atrás bipolar rápida, se puede utilizar un LT1468 para el amplificador de salida.

un DAC de magnitud de signo de 17 bits da un cero bipolar perfecto

La figura 8 muestra una nueva aplicación del LTC1597, un DAC de magnitud de signo de 17 bits, y la codificación de salida resultante. Este circuito tiene un error de cero bipolar extremadamente preciso, que corresponde a la tensión de offset del amplificador operacional de corriente-tensión más la corriente de polarización multiplicada por la resistencia de retroalimentación del DAC. Para el LT1468, esto corresponde a un error máximo de cero bipolar de 17 bits de 0,92LSB (140µV) para temperatura ambiente. El circuito utiliza el LTC1597 en su modo unipolar con la entrada de referencia invertida (-VREFmediante R1 y R2 y un amplificador operacional externo) para el rango de tensión de salida de 0V a VREF. Cuando cambia el bit de signo, el interruptor analógico cambia la polaridad de la entrada de referencia a no inversora (VREF) para el rango de salida de 0V a -VREF.

Lee:  Diferencias entre señal analógica y señal digital

Figura 8. Este DAC de magnitud de signo de 17 bits utiliza el LTC1597 en su modo unipolar con el bit de referencia invertido (-VREF) para el rango de salida de 0V a VREF. Cuando cambia el bit de signo, el interruptor analógico cambia la polaridad de la entrada de referencia a no inversora (VREF) para el rango de salida de 0V a -VREF. El circuito resultante produce un impresionante error de cero bipolar de 140µV (0,92LSB) como máximo a temperatura ambiente, menos de 1LSB a 17 bits.

generador de onda sinusoidal digital de 94dB SFDR

La figura 9 muestra el esquema del circuito de un generador digital de formas de onda de frecuencia variable. El circuito muestra la configuración bipolar del LTC1597, pero la configuración unipolar funcionará igualmente bien. Para una frecuencia de muestreo de 50kHz y una frecuencia de onda sinusoidal de salida de 1kHz, la segunda distorsión armónica es de -94dB y la tercera armónica es de -101dB. El circuito deglitching en el chip minimiza el glitch dependiente del código (que causa distorsión) haciendo que el pulso de glitch sea muy pequeño y uniforme con el código.

Figura 9. Este generador digital de formas de onda produce una onda sinusoidal de 1kHz con una distorsión del segundo armónico de -94dB. La frecuencia de muestreo es de 50 kHz.

Consideraciones sobre la selección del amplificador operacional

Una ventaja significativa del LTC1597 es la posibilidad de seleccionar el amplificador óptico de salida I-V para optimizar la precisión, la velocidad, la potencia y el coste del sistema. En la Tabla 1 se muestra una muestra de amplificadores operacionales y sus especificaciones relevantes para esta aplicación.

Tabla 1. Amplificadores recomendados para utilizar con el LTC1597, con sus correspondientes especificaciones
Especificaciones del amplificador
AmplificadorVOS
µV
IB
nA
AOL
V/mV
Tensión
Ruido
nV/√Hz
Ruido actual
pA/√Hz
Velocidad de escaneo
V/µs
Ancho de banda de ganancia
Producto
MHz
Potencia
Disipación
mW
LT1001252800100.120.250.846
LT1097500.351000140.0080.20.711
LT1112 (doble)600.251500140.0080.160.7510.5/amplificador de la operación
LT1124 (doble)702040002.70.34.512.569/amplificación operativa
LT14687510500050.62290117

El LTC1597 está diseñado para minimizar la sensibilidad de INL y DNL al offset del amplificador óptico; esta sensibilidad se ha reducido considerablemente en comparación con los DAC multiplicadores de la competencia. La figura 10 resume los efectos del desplazamiento del amplificador óptico para los dos modos de funcionamiento. Observa que el tamaño del LSB bipolar es el doble que el de su homólogo unipolar. Como se muestra en la Figura 10, el efecto del desplazamiento del amplificador óptico sobre la linealidad del DAC es mínimo; sólo desplaza los puntos finales.

Figura 10: Efecto del desplazamiento del amplificador óptico sobre los errores de ganancia y desplazamiento del LTC1597 en modo unipolar (izquierda) y bipolar (derecha); el desplazamiento del amplificador óptico no tiene prácticamente ningún efecto sobre la linealidad del DAC; sólo desplaza los puntos finales.

La corriente de polarización de entrada del amplificador, que fluye a través de la resistencia de realimentación, se suma a la tensión de offset de salida. La ganancia de bucle abierto fini en la cc del amplificador también degrada la precisión. El error de ganancia del DAC es inversamente proporcional a la ganancia en bucle abierto y al factor de realimentación del amplificador óptico. En el modo unipolar a escala completa, el factor de retroalimentación es de 0,5; para un error de ganancia de 0,2LSB (REF = 10V) a 16 bits, la ganancia en bucle abierto del amplificador debe ser superior a 650 000.

El ruido en la tensión y la corriente de entrada del amplificador operacional también limita la precisión de la corriente continua. El ruido afecta a la precisión de la misma manera que las desviaciones de tensión y corriente, y suma el valor eficaz. Como en cualquier aplicación de precisión, y en particular con los amplificadores de gran ancho de banda, el ancho de banda de ruido debe minimizarse con un filtro en la salida del amplificador óptico para maximizar la resolución.

Según la Tabla 1, el LT1001 ofrece una excelente precisión de corriente continua, bajo ruido y baja disipación de energía. El LT1468 es la solución óptima para aplicaciones que requieren precisión de CC, bajo ruido y una rápida liquidación de 16 bits.

Conclusión:

Siempre que los requisitos del sistema exijan una verdadera precisión de temperatura de 16 bits, el LTC1597 ofrece la mejor solución. El LTC1597 presenta una excepcional linealidad de 1LSB a lo largo de la temperatura, un pulso de glitch ultrabajo, resistencias de 4 cuadrantes integradas, bajo consumo de energía, claro asíncrono y una versátil interfaz paralela. En combinación con el amplificador operacional LT1468, el LTC1597 ofrece el mejor tiempo de estabilización de su clase, de 1,7 ms a 0,0015%, a la vez que mantiene unas magníficas especificaciones de linealidad en corriente continua.

Javired
Javired

Deja una respuesta

Tu dirección de correo electrónico no será publicada.