Diseño de un receptor de banda estrecha de alto rendimiento simplificado por un subsistema de digitalización de FI en un LQFP

Las radios móviles se utilizan para la seguridad pública y los servicios de emergencia -como la policía, los bomberos y las ambulancias-, así como para los servicios privados, como la gestión de flotas. Cada vez más, con el fin de proporcionar mejores servicios, así como una mayor eficiencia espectral y cobertura, el diseño de estas radios ha pasado de los esquemas de modulación tradicionales basados en la tecnología analógica, como la FM y la PM, a enfoques de modulación digital.

Los receptores de estas radios deben ser capaces de digitalizar con precisión una señal de bajo nivel y alta frecuencia en presencia de fuertes señales de interferencia. En las radios que utilizan algunos estándares móviles de banda estrecha, las señales espurias pueden ser hasta 70 dB más altas que el canal deseado, con desviaciones de frecuencia tan pequeñas como 25 kHz. Como estos sistemas suelen ser no celulares, la zona de cobertura geográfica de las radios móviles es también una característica importante: deben tener una excelente sensibilidad para captar las señales de bajo nivel de los abonados que se encuentran en el límite de la zona de cobertura. Otra complicación es que estas radios suelen ser portátiles y tienen un alto índice de uso, por lo que necesitan utilizar baterías de baja potencia y más pequeñas y de mayor duración.

Para ayudar a los diseñadores de equipos, Analog Devices ha puesto a su disposición el subsistema de digitalización de FI AD9870, un circuito integrado diseñado para satisfacer los requisitos de las aplicaciones de radio móvil y otras similares de banda estrecha con arquitecturas superheterodinas que utilizan esquemas de modulación analógica y/o digital. El AD9870 integra toda la banda de FI con un mínimo de componentes externos. Puede aceptar una señal de FI a frecuencias de hasta 300 MHz, con anchos de banda de hasta 150 kHz, y proporciona una salida de datos en serie que contiene datos I y Q de 16 bits, que pueden demodularse con un procesador anfitrión. El AD9870 está diseñado tanto para estaciones base como para unidades de abonado, combinando el rango dinámico que requieren las estaciones base con el bajo consumo de energía que requieren las radios portátiles.

El gran problema de todos los receptores es el rango dinámico

El rango dinámico de un receptor determina su capacidad para recuperar señales de bajo nivel en presencia de señales más grandes, lo que se conoce como bloqueadores y interferencias. La figura 1 muestra las distintas fuentes que pueden reducir el rango dinámico efectivo de cualquier receptor de radio.

Figura 1. El «gran problema» de todos los receptores es el rango dinámico

Supongamos por el momento que la única señal presente en el espectro es la «pequeña señal objetivo» La señal mínima detectable, o sensibilidadvendrá determinado por el ancho de banda de la señal (B), el umbral de detección del receptor (SNR) y el número de usuariosMIN), la figura de ruido del receptor, (NF), y las limitaciones de ruido térmico inherentes (kTB). A una temperatura de 290 K, la sensibilidad puede estimarse con la siguiente ecuación:

Sensibilidad = SNRMIN + 10log(B)+NF+(-174 dBm/Hz)

Algunas de las fuentes potenciales de ruido son

Ruido 1/f de baja frecuencia se convierte en un problema si se aplica una ganancia insuficiente a la señal de destino antes de la conversión descendente a frecuencias inferiores a la esquina 1/f de la tecnología de procesamiento. Los componentes de CC causados por las desviaciones y la distorsión de 2º orden también pueden ser problemáticos.

Un gran interferente puede tener su energía repartida en un amplio rango de frecuencias por el ruido de fase del receptor LOcuanto más grande sea el interferente y más cerca esté de la señal objetivo, más probable será que la señal objetivo se vea corrompida por este mecanismo de transferencia de ruido. Además, si el interferente es lo suficientemente grande como para inducir no linealidades en el front-end del receptor, es posible que un componente espurio se mezcle en el ancho de banda de la señal objetivo. El problema de la «media FI» es un caso específico que afecta a los receptores con una mala linealidad de segundo orden, en el que una interferencia que cae a medio camino entre el LO y la señal objetivo genera una componente de segundo orden, que se mezcla con el 2º armónico del LO para generar un espolón que cae sobre la señal objetivo. La especificación IIP2 de un receptor permite al diseñador de receptores cuantificar el espolón de la «media FE». La diferencia, o Δ, entre el nivel del interferente, PENy el espolón de 2º orden resultante es IIP2 – PEN. Con un IIP2 de 45 dBm, el AD9870 es prácticamente inmune a este problema de «medio-IF».

Dos grandes interferencias con desplazamientos de frecuencia equidistantes (es decir, f + Δ y f + 2Δ) de la señal objetivo dará lugar a una componente espuria que caerá sobre la señal objetivo mediante un proceso de intermodulación. La linealidad de un receptor en este escenario se recoge en su especificación IIP3, y los números más altos representan una mayor tolerancia a la intermodulación de tercer orden. La diferencia, o Δ, entre las dos interferencias iguales, PENy la componente de intermodulación de tercer orden resultante es 2 × (IIP3 – PEN). El AD9870 tiene un respetable IIP3 de -1 dBm, por lo que tolera interferencias de hasta -45 dBm antes de degradar la sensibilidad del receptor.

Arquitectura superheterodina

Para hacer frente a las grandes interferencias que, de otro modo, degradarían la capacidad del receptor para recuperar una señal objetivo de bajo nivel, se utiliza una arquitectura superheterodina para traducir una señal de RF a una o más frecuencias intermedias (FI), donde el filtrado de las señales interferentes adyacentes y la amplificación y el control de ganancia de la señal objetivo son más prácticos. El esquema superheterodino se utiliza desde la Primera Guerra Mundial y sigue siendo la arquitectura de receptores de radio más popular en la actualidad. Una versión genérica que emplea esta arquitectura, común a los receptores digitales de banda estrecha, está representada por la cadena de señales de la Figura 2.

Figura 2
Figura 2. Arquitectura superheterodina típica de un receptor digital.

Antes de la conversión descendente de RF a FI, un filtro de selección de banda (duplexor) y/o un filtro de rechazo de imagen selecciona toda la banda de RF en la que opera la señal objetivo. El amplificador de bajo ruido (LNA), que proporciona la amplificación de la banda de RF objetivo antes de la conversión descendente, es esencial para determinar la sensibilidad del receptor. El espectro de FI convertido a la baja después del mezclador de RF suele contener un conjunto de señales de diferente intensidad, además de la señal objetivo. La selección de canales y la amplificación tienen lugar en la frecuencia intermedia: la señal objetivo se selecciona entre las demás señales mediante uno o varios filtros pasivos de cristal o SAW. Tras el filtrado, la señal de destino se somete a una nueva amplificación, estabilizándose su potencia a un nivel predefinido mediante un bucle de AGC para optimizar el proceso de demodulación en cuadratura. En muchos receptores digitales, un modulador analógico de cuadratura de FI separa la señal de FI en sus componentes I y Q de banda base en cuadratura, que luego se digitalizan mediante un ADC doble. En estos casos, la precisión de la modulación de la señal demodulada es muy sensible a las desviaciones analógicas, al desajuste de la LO en cuadratura y al desajuste de la ganancia I/Q en el modulador en cuadratura y el ADC dual.

Arquitectura del AD9870

El subsistema de digitalización de FI del AD9870 reduce la complejidad de un típico receptor superheterodino al integrar la mayor parte de los bloques funcionales de FI, banda base y algunos de posprocesamiento digital, como se muestra en la Figura 3.

Figura 3
Figura 3. El AD9870 simplifica el receptor digital a la vez que mejora el rendimiento.

El AD9870 se diferencia de la típica arquitectura superheterodina por emplear un amplio rango dinámico paso de banda sigma-delta cAN para muestrear una segunda señal de FI, junto con todas las interferencias vecinas. La demodulación de la señal de FI objetivo se realiza con precisión y estabilidad digital, mientras que las interferencias vecinas intrusivas pueden eliminarse mediante filtrado digital.

La figura 4 muestra un diagrama de bloques del AD9870. Funcionando de forma similar a la parte de RF de la arquitectura superheterodina, un LNA y un mezclador se utilizan para amplificar y convertir la señal objetivo centrada en la 1ª frecuencia intermedia en una 2ª frecuencia intermedia inferior adecuada para su digitalización por el ADC de paso de banda.

Figura 4
Figura 4. El diagrama de bloques del AD9870 muestra el nivel de integración.

El LNA y el mezclador proporcionan aproximadamente 10,5 dB de ganancia, conservando el rango dinámico del sistema con una figura de ruido de entrada de 9 dB y una intercepción de tercer orden de 0 dBm. La alta impedancia de entrada (360 ohmios) simplifica la interconexión con filtros de cristal o SAW. Un sitio sintetizador LO PLL en chip se puede utilizar junto con un filtro de bucle externo y un VCO para generar una frecuencia de LO sintonizable.

La señal del 2º IF está centrada exactamente en 1/8 de la frecuencia de muestreo del ADC de paso de banda (es decir, SI2 = ƒCLK/8) para permitir una simple ƒs/8 esquema de demodulación digital en cuadratura. Al convertir a la 2ª FI, la señal es procesada por un sistema activo sintonizable (y programable) filtro antialias activo (y programable) de 3er orden (AAF) para suprimir las señales que puedan aparecer en las bandas de alias del ADC de muestreo (es decir, las bandas de «alias» no se incluyen en la señal muestreada), N × ƒCLK/8 ± ƒCLK/8. El circuito de sintonización del AAF puede manejar frecuencias de muestreo del ADC entre 13 y 18 MHz, con la frecuencia de corte de 3 dB normalmente ajustada y sintonizada ligeramente por encima de la 2ª FI (es decir, ƒ-3dB=ƒCLK/3.2).

En el AAF se incluye un amplificador de ganancia variable (VGA), que proporciona hasta 26 dB de rango de ganancia (Figura 5). La ganancia del VGA, que amplía el rango dinámico del AD9870, se puede programar directamente o controlar mediante un bucle de control automático de ganancia (AGC). El bucle AGC se suele invocar en condiciones de señal alta para evitar la «sobrecarga» o recorte del convertidor A/D, manteniendo un nivel de señal fijo programable en la entrada del ADC. El AD9870 implementa la función AGC con un enfoque híbrido muy eficaz, como se muestra en la Figura 5: los dominios analógico y digital trabajan juntos en la estimación y el control de la señal.

Figura 5
Figura 5. Un bucle de control AGC «híbrido» amplía el rango dinámico del AD9870.

En las situaciones en las que una señal de destino fuerte o un interferente cae dentro del ancho de banda del filtro digital de primera etapa 20-decimado, la señal se estima digitalmente y se compara con un nivel de referencia programado (AGCR). La diferencia entre los dos niveles se envía a un integrador digital, que actualiza un DAC de control para ajustar la tensión analógica del AGV. Como es imposible estimar con precisión una fuerte interferencia que caiga fuera del ancho de banda del filtro digital de la 1ª etapa, un bucle analógico basado en un simple comparador diferencial supervisa la entrada del ADC y toma el control del bucle durante cualquier condición de sobreimpulso, para reducir la ganancia del VGA.

Se utiliza un condensador externo para suavizar las transiciones del ADC, con una constante de tiempo establecida por su capacitancia y la resistencia interna de la fuente del ADC. La frecuencia de corte del R-C suele fijarse bien fuera del ancho de banda del bucle del sistema de control para garantizar un control digital continuo de la dinámica del bucle. El ancho de banda del lazo de control es programable digitalmente con tiempos de ataque y decaimiento variables en un amplio rango y la capacidad de reaccionar ante cualquier condición de sobrecarga.

El rango dinámico instantáneo de cualquier cadena de señales de receptor de banda estrecha que contenga un VGA depende del ajuste de ganancia específico del VGA, ya que la relación entre el ruido que aporta cada etapa de la ruta de la señal y el ruido «global» referenciado en la entrada disminuye a medida que aumenta la ganancia de la etapa precedente. Esto implica que el ruido de entrada descrito por su figura de ruido, NF, suele estar dominado por las primeras etapas (es decir, el LNA y el mezclador), y que las fuentes de ruido al final de la cadena de señal (es decir, el ADC) tienen un efecto mínimo en el NF del sistema, proporcionado por que haya suficiente ganancia entre estos bloques.

Figura 6
Figura 6. El rango dinámico del AD9870 depende del ajuste VGA.

En el caso del AD9870, la ganancia VGA es nominalmente ajustable en un rango de 25 dB . La figura 6 muestra cómo la figura de ruido del AD9870 se ve afectada por el ajuste de la ganancia VGA cuando la potencia de entrada de una señal objetivo (o interferente) se cambia de -85 a -23 dBm. En condiciones de señal pequeña, el VGA se ajusta a la máxima ganancia; la figura de ruido del AD9870 está determinada por el LNA/mezclador, así como por el ruido de entrada del VGA. Sin embargo, a medida que aumenta la potencia de la señal, se llega a un punto (que depende del nivel de referencia del AGC) en el que la ganancia del VGA empieza a disminuir para evitar el recorte del ADC. En este punto, la ganancia VGA se reduce, dB por dB, a medida que la potencia de la señal aumenta más. Además, en esta región, el nivel de la señal de entrada al ADC permanece constante y el ruido del ADC empieza a dominar, por lo que el NF del sistema también se degrada a un ritmo de 1 dB por dB. A medida que la potencia de la señal sigue aumentando, se alcanza un punto (es decir, -26 dBm) en el que la ganancia de la VGA se ajusta a su mínimo absoluto y se observan nuevos aumentos del nivel de la señal en la entrada del ADC hasta el recorte (es decir, -24 dBm).

El «corazón» del AD9870 -que hace posible y práctico un enfoque de digitalización de la 2ª FI en un CI para sistemas de radio que requieren un alto rango dinámico con un mínimo consumo de energía- es su ADC sigma-delta de paso de banda (Figura 7). Este ADC, junto con los filtros de decimación digital del back-end, consigue un rendimiento de casi 14,5-ENOB en un ancho de banda de 10 kHz, mientras muestrea una señal centrada en frecuencias de hasta 2,25 MHz. Alcanza estas especificaciones consumiendo sólo 13 mA de una alimentación de 3,0 V.

Figura 7
Figura 7. El ADC multibits de paso de banda E-delta de cuarto orden produce una muesca profunda en ƒCLK/8.

El ADC sigma-delta se basa en un modulador multibits de condensador conmutado de 4º orden, formado por dos resonadores en cascada que proporcionan dos pares de ceros complejos en la función de transferencia de ruido (NTF), que caen cerca de ƒCLK/8. La ubicación de estos ceros complejos en la 2ª frecuencia IF, junto con la ruta de retroalimentación de varios bits, ayuda a garantizar un bajo nivel de ruido en una región estrecha (±3,3% de ƒCLK/8) en torno a la frecuencia de la 2ªIF.

Los datos de salida digital del ADC se introducen en la sección de procesamiento de señales digitales del AD9870 (Figura 8). Esta sección consiste en una ƒCLK/8 complejo (o en cuadratura), seguido de tres filtros FIR de fase lineal. El demodulador complejo separa la señal objetivo de la 2ªIF, centrada en ƒCLK/8, en sus componentes I/Q antes del filtrado.

Figura 8
Figura 8. La demodulación digital en cuadratura, seguida de filtros de decimación programables, proporciona datos I/Q de banda base.

El espectro de salida del demodulador complejo está formado por la señal objetivo, ahora centrada en «dc», más las interferencias y/o el ruido no deseados que no se hayan filtrado suficientemente en el dominio analógico. Una serie de filtros de decimación elimina estos componentes no deseados, reduciendo al mismo tiempo la velocidad de datos según el ancho de banda del canal de destino. Dependiendo del esquema de modulación, la tasa de datos complejos (por lo tanto, el factor de decimación) se establece para que sea al menos un factor de dos más alto que el ancho de banda del canal, para permitir el posprocesamiento posterior. Tanto DEC1 como DEC2 utilizan una topología de filtro en peine de cuarto orden en cascada; el factor de decimación de DEC2 es programable por el usuario para adaptarse a diferentes anchos de banda del canal. El DEC3 es un filtro FIR 3-decimado; define las características de la banda de transición cercana del filtro compuesto. La salida I y Q de 16 bits del DEC3 se introduce en la función de Interfaz Serial Síncrona (SSI), que formatea los datos en un flujo de bits en serie e incorpora otra información opcional, como el AGC, la intensidad de la señal y la temporización, al flujo de bits.

Disponibilidad

El AD9870 entró en producción en el invierno de 2001. Está disponible en un paquete LQFP de 48 terminales a un precio de 16,96 dólares por 1.000 unidades. La hoja de datos del AD9870 está disponible en el sitio web de Analog Devices. También están disponibles una placa de evaluación y el software asociado.

Los precios, cuando se indican aquí, son precios de reventa recomendados (en dólares estadounidenses) FOB U.S.A. Los precios están sujetos a cambios sin previo aviso. Para obtener presupuestos específicos, ponte en contacto con nuestras oficinas de ventas o distribuidores.

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