Comment les filtres accordables numériquement permettent des applications de récepteur à large bande

Résumé

Dans les récepteurs RF actuels à accord multi-canaux et large bande, il est souvent nécessaire d’éliminer les bloqueurs indésirables pour préserver la fidélité des signaux d’intérêt. Les filtres ont joué un rôle essentiel dans la réduction de ces signaux indésirables, en particulier dans l’étage frontal RF du récepteur et les parties de l’oscillateur local (LO) de ces systèmes. Cet article explorera les filtres dans les chaînes de signaux RF, abordera le concept de signaux bloquants, passera en revue les technologies de filtrage traditionnelles et conclura avec les dernières solutions produits pour optimiser les performances des chaînes de signaux.

Introduction

Dans le but de réduire continuellement la taille, le poids, la puissance et le coût, tout en augmentant ou en maintenant les performances, il est devenu nécessaire pour les concepteurs de systèmes RF d’évaluer chaque composant de la chaîne du signal et de rechercher des possibilités d’innovation. Comme les filtres ont traditionnellement consommé de grandes quantités de surface, ils constituent un domaine évident pour explorer la réduction de la taille.

Dans le même temps, les architectures de récepteur évoluent avec la possibilité pour les convertisseurs analogiques-numériques (CAN) d’échantillonner à des fréquences d’entrée plus élevées. Avec une fréquence d’entrée ADC plus élevée, les contraintes imposées aux filtres de la chaîne du signal ont changé. En général, cette tendance signifie un relâchement des exigences de rejet pour les filtres, ce qui les ouvre à une optimisation supplémentaire de la taille et de l’accordabilité.

Pour commencer cette exploration, un aperçu général des chaînes de signaux RF et des définitions peut aider à expliquer où et pourquoi les filtres sont nécessaires. De plus, un examen des technologies traditionnelles peut donner un aperçu du statu quo. Ensuite, en comparant ces technologies traditionnelles aux dernières solutions produits, il devient évident que les concepteurs de systèmes peuvent facilement atteindre leurs objectifs.

Aperçu de la chaîne de signaux RF

Une chaîne de signaux large bande typique couvrant de 2 GHz à 18 GHz est illustrée à la Figure 1. La théorie de base du fonctionnement de cette chaîne de signaux est la suivante. L’antenne reçoit un large spectre de fréquences. Il y a une série d’amplification, de filtrage et de contrôle de l’atténuation (le frontal RF) avant que les fréquences ne soient converties en un signal FI que le CAN peut numériser. Les fonctions de filtrage de ce schéma fonctionnel peuvent être divisées en quatre catégories principales :

  • Filtrage des sous-octaves du présélecteur
  • Rejet du signal image/IF
  • Harmoniques LO
  • Antialiasing
Figure 1. Schéma fonctionnel d’un récepteur de 2 GHz à 18 GHz.
Figure 2. a) La présélection de sous-octave atténue les problèmes d’IMD2 ; b) les bandes de filtre s’élargissent à mesure que la fréquence augmente.
Figure 3. (a) Une bande image et (b) une bande IF doivent être rejetées avant le mélangeur.

Le filtrage de sous-octave du présélecteur doit se trouver près du début de la chaîne du signal et est utilisé pour traiter les éperons de distorsion d’intermodulation de deuxième ordre (IMD2) qui peuvent apparaître en présence de signaux parasites (également appelés bloqueurs). Cela se produit lorsque deux éruptions hors bande (OOB) s’ajoutent ou se soustraient et créent une éruption qui tombe dans la bande, masquant potentiellement un signal souhaité. Un filtre suboctave élimine ces signaux parasites avant qu’ils ne puissent atteindre un composant non linéaire de la chaîne du signal (comme un amplificateur ou un mélangeur). Souvent, la largeur de bande absolue requise pour le filtre de sous-octave devient plus étroite à mesure que la fréquence centrale diminue. Par exemple, la première bande d’une chaîne de signaux de 2 GHz à 18 GHz peut ne couvrir que 2 GHz à 3 GHz et nécessiter une bonne réjection à 1,5 GHz du côté bas (F_high/2) et à 4 GHz du côté haut (F_low × 2), alors que la bande la plus élevée de la chaîne de signaux peut couvrir 12 GHz à 18 GHz, avec une bonne réjection à 9 GHz du côté bas et à 24 GHz du côté haut. Ces différences signifient que beaucoup plus de filtres sont nécessaires pour couvrir les bandes de basses fréquences que les bandes de hautes fréquences. Un exemple de spectre de fréquences du filtrage du présélecteur est illustré à la Figure 2.

Le filtrage de rejet d’image/IF se trouve généralement plus loin dans la chaîne du signal, entre le LNA et le mélangeur. Il est utilisé pour rejeter les fréquences d’image et les fréquences FI indésirables. L’image est une bande de fréquences qui, lorsqu’elle est présente à l’entrée du mélangeur, génère des signaux d’une amplitude égale à celle des signaux souhaités à la sortie du mélangeur. L’atténuation de l’image peut être obtenue à partir de plusieurs composants de la chaîne du signal, comme les filtres de présélection, les filtres de rejet d’image dédiés et le rejet d’image des mélangeurs à bande latérale unique (BLU). La réjection du signal FI est nécessaire pour abattre le spectre aux fréquences FI avant le mélangeur afin d’éviter qu’il ne s’échappe directement à travers le mélangeur et n’apparaisse sous forme d’éruptions indésirables. La figure 3 présente un exemple de spectre de fréquences des bandes image et FI indésirables.

Selon le circuit utilisé pour générer l’OL, les exigences de filtrage peuvent varier à ce point de la chaîne du signal. Le signal souhaité alimentant le port LO du mélangeur est une onde sinusoïdale ou une onde carrée propre. Souvent, le circuit LO crée des sous-harmoniques et des harmoniques du signal LO souhaité. Ces signaux indésirables (voir Figure 4) doivent être rejetés avant d’atteindre le mélangeur pour éviter de générer des produits de surtension MxN indésirables. Si le signal LO est à une seule fréquence, un filtre passe-bande fixe est suffisant et peut être optimisé pour ne laisser passer que le signal souhaité. Dans les chaînes de signaux à large bande, un signal LO accordable est généralement mis en œuvre et nécessite donc soit un ensemble de filtres commutés, soit un filtre accordable.

Figure 4. Filtrage des harmoniques LO.
Figure 5. L’aliasing dans le CAN peut provoquer l’apparition de signaux parasites dans une bande si le rejet est insuffisant.

Lors de l’échantillonnage avec un CAN, le concepteur du système doit sélectionner la zone de Nyquist à numériser. La première zone de Nyquist va de DC à fS/2 (où fS est la fréquence d’échantillonnage de l’ADC). La deuxième zone de Nyquist va de fS/2 à fS et ainsi de suite. Les filtres antialiasing sont utilisés pour rejeter les signaux parasites dans les zones de Nyquist adjacentes à la zone de Nyquist souhaitée. Les interférents à cet endroit de la chaîne de signaux peuvent provenir de diverses sources, comme les éruptions MxN générées dans le mélangeur, les signaux convertis en aval adjacents aux signaux souhaités, ou les harmoniques générées dans la chaîne de signaux IF. Tous les signaux non désirés qui entrent dans l’ADC seront aliasés dans la première zone de Nyquist lors de la numérisation. Un exemple de spectre de fréquences des signaux d’aliasing indésirables est illustré à la Figure 5.

Lee:  Diferentes tipos de configuración de transistores - Elprocus

Signaux de blocage

Dans les systèmes de communication RF, un bloqueur est un signal d’entrée reçu et indésirable qui dégrade le gain et le rapport signal/bruit/distorsion (SINAD) des signaux souhaités d’intérêt. Un bloqueur peut être un signal qui masque directement le signal souhaité ou qui crée des produits parasites qui masquent le signal souhaité. Ces signaux indésirables peuvent être le résultat d’une interférence involontaire ou intentionnelle. Dans le premier cas, il provient d’un autre système de communication RF fonctionnant dans le spectre de fréquences adjacent. Dans le second cas, il provient de systèmes infâmes de guerre électronique (GE) conçus pour perturber intentionnellement les communications RF ou les systèmes radar. Un exemple de spectre de fréquences d’un signal bloqueur et d’un signal souhaité est illustré à la Figure 6.

Figure 6. Signaux désirés et bloqueurs.

De nombreux composants RF présentent un comportement faiblement non linéaire sans mémoire. Cela signifie qu’ils peuvent être approximés par un polynôme d’ordre faible. Par exemple, un amplificateur de fréquence à large bande peut être modélisé par un polynôme d’ordre impair qui ne comprend que les termes du premier et du troisième ordre :

Équation 1

Lorsque deux signaux incidents sont présents à l’entrée de l’amplificateur, dans la plage de fréquences de fonctionnement, comme cela pourrait être le cas avec un signal désiré, ω1, et un signal bloqueur, ω2, le signal d’entrée peut être décrit comme suit :

Équation 2

En substituant l’équation d’entrée dans le polynôme d’ordre impair, on obtient une sortie de :

Équation 3

Lorsque l’amplitude du signal souhaité est bien inférieure au signal du bloqueur, A << B, alors le polynôme de l'équation 3 se réduit encore à :

Équation 4

Compte tenu de la simplification de l’équation 4, l’amplitude du signal souhaité est maintenant une fonction forte de l’amplitude du signal du bloqueur, B. Comme la plupart des composantes RF d’intérêt sont compressives, les coefficients alpha doivent être de signe opposé,1 telle que α1α3 < 0. Le résultat des deux affirmations mentionnées précédemment est conséquent, en ce sens que le gain du signal souhaité va jusqu'à zéro pour les grandes amplitudes du signal de blocage.

Définitions des filtres

Pour résoudre le problème des signaux indésirables dans les systèmes de communication RF, les ingénieurs se sont appuyés sur des filtres pour réduire ces signaux et préserver les signaux d’intérêt souhaités. En termes simples, un filtre est un composant qui permet la transmission des fréquences dans une bande passante et le rejet des fréquences dans une bande d’arrêt.2

Habituellement, la perte d’insertion (dB) d’un filtre peut être décrite comme passe-bas, passe-haut, passe-bande ou coupe-bande (encoche). Cette nomenclature fait référence à la réponse en fréquence admissible de la bande passante tracée en fonction de l’augmentation de la fréquence. Les filtres peuvent également être classés en fonction de la forme de leur réponse en fréquence, comme l’ondulation de la bande passante, l’ondulation de la bande d’arrêt, et la vitesse à laquelle ils s’annulent en fonction de la fréquence. À titre d’illustration, la Figure 7 montre les quatre principaux types de filtres.

Figure 7. Formes de filtre par type.

Outre la perte d’insertion, une autre caractéristique importante des filtres est le délai de groupe, qui est défini comme le taux de changement de la phase de transmission par rapport à la fréquence. Les unités du délai de groupe sont le temps (secondes), et cette mesure peut donc être considérée comme le temps de transit d’un signal particulier à travers le filtre. Le temps de transit en lui-même pour une seule fréquence est généralement peu important, mais lorsqu’un signal modulé à large bande passe à travers un filtre, la planéité du délai de groupe devient importante car elle peut déformer le signal en introduisant différents délais dans le signal reçu. L’équation du délai de groupe est donnée dans l’équation 5 où θ est la phase et ƒ est la fréquence :

Équation 5

Les types de filtres classiques avec des caractéristiques distinctes de perte d’insertion et de retard de groupe sont Butterworth, Chebyshev, elliptique et Bessel. Chacun est généralement défini par un numéro d’ordre qui décrit le nombre d’éléments réactifs dans le filtre. Plus le numéro d’ordre est élevé, plus la diminution de la fréquence est rapide.

Si l’on considère des filtres d’ordre similaire, le style Butterworth offre une réponse de bande passante maximalement plate au détriment de l’amortissement de la fréquence, tandis qu’un filtre Chebyshev a un bon amortissement de la fréquence avec une certaine ondulation de la bande passante. Un filtre elliptique (parfois appelé Cauer-Chebyshev) a plus d’amortissement de la fréquence qu’un filtre Chebyshev, mais présente par conséquent une ondulation dans la bande passante et la bande d’arrêt. Le filtre de Bessel a des réponses de fréquence et de retard de groupe extrêmement plates, mais avec la pire performance en termes d’atténuation de fréquence. À titre d’illustration, la Figure 8 montre la perte d’insertion et le délai de groupe idéaux pour un filtre passe-bas d’ordre 5 avec une fréquence de 3 dB (f3 dB) de 2 GHz, une ondulation admissible de la bande passante de 1 dB et une ondulation de la bande d’arrêt de 50 dB.

Pour les systèmes où le maintien d’une phase constante à travers la fréquence est important, comme les systèmes radar, la planéité du délai de groupe à travers la bande d’intérêt est critique pour éviter les déviations de phase inattendues sur l’impulsion reçue. Étant donné que les signaux reçus peuvent s’étendre sur 1 GHz ou plus, la planéité du retard de groupe sur une large bande passante doit être minimisée. Une règle empirique consiste à maintenir l’aplatissement du délai de groupe à <1 ns mais cela dépendra de la tolérance du système à l'écart de phase. Les graphiques de la Figure 9 montrent un exemple de filtre avec une planéité de retard de groupe de 2,24 ns et 0,8 ns, respectivement. L'observation des tracés montre un changement de phase beaucoup plus cohérent sur la fréquence pour un délai de groupe plus plat.

Lee:  Circuito sencillo para probar transistores PNP y NPN

Enfin, le facteur de qualité (facteur Q) des éléments réactifs utilisés pour concevoir les filtres est un attribut important qui peut avoir un impact sur les performances. Le facteur de qualité est défini comme le rapport entre l’impédance réactive et la résistance de perte en série pour un élément de circuit particulier. Il est fonction du processus technologique et de la surface physique utilisée pour la mise en œuvre. Des facteurs de qualité plus élevés permettent d’obtenir des réponses en fréquence plus nettes et moins de pertes d’insertion.

Figure 8. Perte d’insertion et délai de groupe pour les filtres passe-bas de cinquième ordre.
Figure 9. La planéité du délai de groupe affecte la déviation de la phase linéaire : (a) montrant la planéité du délai de groupe de 2,24 ns par rapport à (b) montrant la planéité de 0,8 ns résultant en un changement de phase plus cohérent par rapport à la fréquence.

Technologies de filtre traditionnelles pour les communications RF

Lors de la conception d’un filtre pour les systèmes de communication RF, il existe une variété de technologies disponibles pour mettre en œuvre les types de filtres classiques. Traditionnellement, les ingénieurs RF s’appuyaient sur des implémentations d’éléments localisés discrets avec des composants montés en surface ou des filtres à éléments distribués contenant des lignes de transmission imprimées sur des matériaux PCB. Cependant, ces dernières années, les filtres ont été conçus sur des processus semi-conducteurs qui permettent d’obtenir des composants réactifs précis et stables en température avec des facteurs de qualité améliorés. De plus, les procédés à semi-conducteurs permettent d’obtenir des éléments réactifs commutés et accordables qui peuvent être plus difficiles à mettre en œuvre dans les implémentations d’éléments localisés discrets. Il existe également d’autres technologies, comme les ondes acoustiques de masse (BAW), les ondes acoustiques de surface (SAW), la céramique cuite à basse température (LTCC), les filtres à cavité ou les résonateurs en céramique.

Des compromis existent avec chaque approche et technologie :

Les filtres LC en bloc sont mis en œuvre avec des inductances et des condensateurs montés en surface sur un circuit imprimé. L’avantage est la facilité d’assemblage et de modification des performances du filtre en échangeant les valeurs.

Les filtres distribués sont conçus comme des morceaux résonnants d’une ligne de transmission implémentés sur un diélectrique (intégré dans le PCB ou autonome sur un diélectrique séparé) et sont orientés pour se comporter comme des quasi-inducteurs ou des quasi-condensateurs dans une certaine gamme de fréquences. Ils présentent des caractéristiques périodiques. Dans certains cas, des composants localisés sont ajoutés pour améliorer/miniaturiser le filtre distribué.

Les filtres à résonateurs céramiques utilisent plusieurs résonateurs céramiques (qui sont un élément distribué) qui sont couplés via des éléments localisés. L’élément de couplage est généralement un condensateur mais des inductances sont parfois utilisées. Ce type de filtre est un hybride d’éléments distribués et localisés.

Les filtres à cavité sont mis en œuvre avec des éléments distribués (tiges) enfermés dans une boîte conductrice. Ils sont connus pour leur capacité à gérer de grandes quantités de puissance avec peu de pertes, mais au détriment de la taille et du coût.

Les technologies BAW et SAW peuvent offrir d’excellentes performances mais elles ont tendance à être sélectives en fréquence et ne conviennent pas aux applications à large bande.

Les filtres LTCC sont mis en œuvre en combinant de nombreuses couches de lignes de transmission distribuées dans un boîtier en céramique, ce qui est similaire à un filtre distribué et peut servir un certain nombre d’applications mais sont fixes. Comme ils sont empilés en 3D, ils finissent par prendre peu de place sur le PCB.

Enfin, les filtres intégrés aux semi-conducteurs prennent en charge une large gamme de fréquences grâce aux récentes avancées en matière de performances des semi-conducteurs. La possibilité d’intégrer facilement des éléments de commande numériques dans ces composants facilite leur adoption dans les émetteurs-récepteurs définis par logiciel. En général, le compromis entre les performances et l’intégration offre une valeur convaincante aux concepteurs de systèmes à large bande.

Tableau 1. Comparaison des types de filtres
Gamme de fréquencesAccordabilitéTailleCoûtFacteur Q
Lumped LC<6 GHzDifficile à mettre en œuvreMoyen$Moyen
Distribué<50 GHzFixeMoyen$$Moyen/haut
Résonateur en céramique<6 GHzFixeLarge$$Haut
Cavité<40 GHzFixeLarge$$$Haut
SAW/BAW<6 GHzFixePetit$Haut
LTCC<40 GHzCorrection dePetit$Moyen
Semi-conducteurs<50 GHzAccord numérique intégréPetit$$Moyen

Dernières solutions de filtrage

Analog Devices a développé une nouvelle famille de produits de filtres accordables numériquement qui utilisent un processus de semi-conducteur amélioré ainsi que des techniques de conditionnement conviviales pour l’industrie. Cette technologie permet d’obtenir de petits filtres à haut taux de réjection qui atténuent les problèmes de blocage qui surviennent dans un récepteur. Ces filtres sont conçus pour être hautement configurables par la communication standard de l’interface série-parallèle (SPI), avec des vitesses de commutation RF rapides. De plus, ADI a intégré une table de consultation de 128 états dans chaque puce pour permettre de changer rapidement les états des filtres pour les applications de saut de fréquence rapide. La combinaison d’un réglage rapide avec une réjection élevée et une large couverture de fréquence permet la prochaine génération d’applications de récepteur fonctionnant dans des environnements spectraux défavorables.

Figure 10. Schéma fonctionnel de l’ADMV8818.
Figure 11. Schéma fonctionnel d’un récepteur de 2 GHz à 18 GHz utilisant ADMV8818 comme présélecteur et filtre d’image.

Les derniers produits lancés à l’aide de cette technologie sont l’ADMV8818, qui possède quatre filtres passe-haut et quatre filtres passe-bas fonctionnant de 2 GHz à 18 GHz, et l’ADMV8913, qui possède un filtre passe-haut et un filtre passe-bas fonctionnant dans la gamme de fréquences de 8 GHz à 12 GHz.

L’ADMV8818 est un filtre très flexible dans un boîtier de 9 mm × 9 mm qui peut obtenir une réponse passe-bande, passe-haut, passe-bas ou de dérivation accordable entre 2 GHz et 18 GHz. La puce se compose de deux sections : la section d’entrée et la section de sortie. La section d’entrée comporte quatre filtres passe-haut et un by-pass optionnel qui peut être sélectionné par les deux RFIN interrupteurs. De même, la section de sortie comporte quatre filtres passe-bas et un bypass optionnel qui peut être sélectionné par les deux commutateurs RFOUT interrupteurs. Chacun des filtres passe-haut et passe-bas est accordable avec 16 états (4 bits de contrôle) pour régler la fréquence de 3 dB (f3 dB). La figure 10 montre un schéma fonctionnel de l’ADMV8818.

Grâce à son architecture flexible rapidement reconfigurable et à son petit facteur de forme, l’ADMV8818 offre une couverture complète de la bande 2 GHz à 18 GHz sans aucune zone morte. L’ADMV8818 peut être configuré comme un filtre présélecteur de sous-octave, un filtre image ou un filtre FI. Lorsqu’il est configuré dans une chaîne de signaux comme le montre la Figure 11, le récepteur peut maintenir une sensibilité élevée avec la possibilité de passer à l’ADMV8818 comme présélecteur en présence d’un signal OOB plus important.

Par exemple, si un signal intéressant est reçu près de 9 GHz mais qu’un fort bloqueur OOB est présent à 4,5 GHz, alors ce signal bloqueur peut faire apparaître des harmoniques près du signal 9 GHz souhaité, empêchant ainsi le fonctionnement. Configurer l’ADMV8818 comme un filtre passe-bande de 6 GHz à 9 GHz permettrait de laisser passer un signal large bande tout en réduisant correctement le niveau du bloqueur avant qu’il ne provoque des problèmes d’harmoniques dans les éléments non linéaires de la chaîne du signal. Un balayage du paramètre S de l’ADMV8818 configuré pour ce cas est superposé aux bloqueurs et illustré à la Figure 12.

Figure 12. ADMV8818 configuré comme un filtre passe-bande de 6 GHz à 9 GHz. Le filtre rejette les produits de surtension F2 – F1, F1 + F2, F/2 et F × 2.

Une comparaison de la taille d’un bloc présélecteur typique de 2 GHz à 18 GHz est illustrée à la Figure 13. Dans cette comparaison, le bloc de présélecteurs à filtre fixe commuté est mis en œuvre avec la technologie de filtre distribué sur un substrat en céramique. La taille est estimée sur la base de la technologie de filtre disponible dans le commerce. Les interrupteurs à huit positions sont inclus dans l’estimation pour comparer des fonctionnalités équivalentes. Le FBP accordable illustré est le ADMV8818 qui couvre la même plage de fréquences et offre une flexibilité d’accord totale par rapport au banc de filtres commutés. L’économie de surface de l’ADMV8818 par rapport à un banc de filtres commutés est supérieure à 75%. La fonctionnalité du présélecteur dans une chaîne de signaux de récepteur occupe généralement une part importante de la taille globale du système. Ces économies de surface sont donc cruciales dans les systèmes EW à taille limitée qui ont la possibilité de faire un compromis entre taille et performance.

L’ADMV8913 est une combinaison de filtres passe-haut et passe-bas dans un boîtier de 6 mm × 3 mm, et il est spécialement conçu pour fonctionner dans la plage de fréquences de 8 GHz à 12 GHz (bande X) avec une faible perte d’insertion de 5 dB. Les filtres passe-haut et passe-bas sont accordables avec 16 états (4 bits de contrôle) pour régler la fréquence de 3 dB (f3 dB). De plus, l’ADMV8913 intègre une interface logique parallèle qui permet de régler les états du filtre sans avoir besoin d’une communication SPI. Cette interface logique parallèle peut être très utile pour les systèmes qui nécessitent des temps de réponse rapides du filtre car elle élimine le temps nécessaire à la transaction SPI. Un schéma fonctionnel de l’ADMV8913 est présenté à la Figure 14.

Les systèmes radar modernes à bande X, qu’ils utilisent des antennes à orientation mécanique ou des faisceaux à réseau de phase à nombre élevé de canaux, s’appuient souvent sur des solutions de filtrage de taille compacte, à faible perte d’insertion et facilement configurables. L’ADMV8913 est parfaitement adapté à cette application grâce à sa faible perte d’insertion, son petit facteur de forme et ses options d’interface numérique flexibles (SPI ou commande parallèle). Ces caractéristiques lui permettent d’être placé près de l’avant de ces systèmes pour garantir des performances optimales, tout en réduisant la complexité de l’intégration.

Figure 13. FBP à commutation fixe de 2 GHz à 18 GHz (gauche) par rapport à un FBP de 2 GHz à 18 GHz accordable numériquement (droite). Les économies de surface sont supérieures à 75 %.
Figure 14. Diagramme de bloc fonctionnel ADMV8913.

Conclusion

Les considérations de conception d’un frontal RF pour un récepteur à large bande sont nombreuses. Le frontal doit être conçu pour gérer des scénarios de bloqueurs difficiles, qui sont imprévisibles, tout en détectant des signaux de faible niveau. La possibilité d’ajuster dynamiquement les performances de filtrage du frontal pour gérer ces signaux bloquants est une caractéristique essentielle des frontaux RF. Les nouvelles offres de produits de circuits intégrés de filtres accordables à commande numérique d’ADI offrent des performances de pointe avec des fonctionnalités numériques améliorées pour de nombreuses applications frontales. Ces deux nouveaux produits ne sont que les premiers de nombreux développements passionnants dans la gamme de filtres accordables numériques. Les clients qui souhaitent en savoir plus sur ces offres de produits sont invités à consulter la page produit Filtres accordables numériques pour voir les dernières fiches techniques ou à contacter leur représentant local pour discuter d’une application finale particulière.

Références

1Bezhad Razavi Microélectronique RF. Pearson Education, Inc., 2022.

2David Pozar Ingénierie des micro-ondes, 3rd Edition. John Wiley & Sons, 2005.

Annino, Benjamin. «Considérations SFDR dans les récepteurs numériques large bande multi-octaves.» Analog Dialogue, Vol. 55, n° 1, janvier 2022.

Bowick, Chris Conception de circuits RF, 2nd Edition. Elsevier, Inc., 2008.

Delos, Peter. «Examen des options d’architecture des récepteurs RF large bande» Analog Devices, Inc., février 2022.

Egan, William F Conception pratique de systèmes RF. John Wiley & Sons, 2003.

Tsui, James Récepteurs micro-ondes et composants connexes. Péninsule, 1985.

Tsui, James et Chi-Hao Cheng Techniques numériques pour les récepteurs à large bande. SciTech, 2022.

Lee:  Todo sobre el par de transistores Darlington
Javired
Javired

Deja una respuesta

Tu dirección de correo electrónico no será publicada.