Bloqueo de la inyección del oscilador de puente de Wien | Analog Devices

Recientemente he tenido la oportunidad de estudiar un nuevo amplificador operacional de 6 MHz LTC625 que conduce un ADC LTC2361 de 12 bits y 250.000 muestras/segundo. Quería adquirir la FFT de una sinusoide pura de unos 5 kHz. El problema es que para obtener la FFT de una sinusoide pura, necesitas, bueno, una sinusoide pura. Ahora bien, la mayoría de los generadores de señales programables tienen un rendimiento de ruido y distorsión bastante pobre, por no hablar de las etapas digitales «chopper», en comparación con los op amps dedicados y los buenos ADC. No puedes medir la distorsión y el ruido de 90dB utilizando fuentes de «60dB» Así que, en lugar de intentar encontrar y mantener un generador de señales programable casi ideal, decidí construir un oscilador Wienbridge estabilizado con amplificador Meacham de baja distorsión, utilizando un amplificador operacional LT1468-2 de muy baja distorsión (Figura 1).

Figura 1. La red de retroalimentación RC de este oscilador de onda sinusoidal de 5 kHz, de baja distorsión y ruido, estabilizado por el bulbo de Meacham, atenúa su banda media en un factor de 3. El autocalentamiento de la bombilla obliga a una ganancia de 3 en el amplificador operacional.

La técnica de estabilización de la amplitud del bulbo se basa en que el coeficiente de temperatura positivo de la impedancia del bulbo estabiliza la ganancia del amplificador óptico para que coincida con el factor de atenuación de 3 en el puente de Wien en su frecuencia central. Al aumentar la amplitud de salida, el filamento de la bombilla se calienta, aumentando la impedancia y reduciendo la ganancia y, por tanto, la amplitud. No tenía acceso inmediato a la bombilla 327 que se suele pedir, así que decidí probar con una bombilla de alto voltaje de bastante poca potencia, como la bombilla navideña C7 que se muestra. A temperatura ambiente medía 316Ω; recién salido del congelador (unos -15°C) medía 270Ω. Según la especificación de 5W, 120V, debería ser de unos 2,8k de calor. Esto parecía un rango de impedancia suficiente para estabilizar una ganancia de 3. Así que decidí linealizarlo un poco con una resistencia de 100Ω en serie.

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Para una ganancia de 3, el bulbo más 100Ω debe ser la mitad de la retroalimentación de 1,24k (o igual a 612Ω), por lo que el bulbo debe (316-270Ω)/[25−(−15°C)]=1,15Ω/°C significa que el filamento de la bombilla estará a unos 195°C.

El oscilador se encendió muy bien, dando una bonita salida de onda sinusoidal de 5,15 kHz a varios voltios, y las mediciones independientes del EDN DI5291 mostraron que los productos de distorsión armónica segundo y tercero estaban por debajo de -120dBc. Apliqué el oscilador a la entrada del op-amp LTC6255 después de bloquear y ajustar el nivel de CC y la amplitud de CA, utilizando los tapones y potes DIANE Fig 3.eps como se muestra en la Figura 2.

Figura 2. El oscilador de puente de Wien acciona el par de amplificadores operacionales y los convertidores analógicos sometidos a prueba. La FFT resultante es limpia después de la ventana, pero no excepcional, como se muestra en la figura 3.

La amplitud de CA se ajustó a -1 dBFS, y el nivel de CC se ajustó para centrar la señal en el rango del CAD. Pero, por supuesto, este oscilador era puramente analógico y no tenía una «entrada de referencia de 10 MHz» en la parte posterior que permitiera sincronizarlo con el reloj del ADC. El resultado es una gran fuga espectral en la FFT, de modo que se parece más a una carpa de circo que a un solo pico. Aplicando una ventana Blackman-Harris de 92 dB a los datos para reducir la fuga en la FFT, se obtuvo una FFT de buen aspecto (Figura 3).

Figura 3: Esta FFT de 4096 puntos se obtuvo utilizando un oscilador desbloqueado con una ventana Blackman-Harris de 92 dB. Observa que el pico no se parece a -1 dBFS y que hay potencia en los intervalos alrededor del pico.

Aunque esta FFT es precisa en algunos aspectos, un examen más detallado revela algunos problemas. Por ejemplo, la señal de entrada es de -1 dBFS, pero ciertamente parece gráficamente más baja que -1 dB. Esto se debe a que incluso una función de ventana excelente deja parte de la potencia fundamental en los intervalos de frecuencia adyacentes al pico principal. El programa informático incluye estas franjas en sus cálculos de potencia, y con razón, pero el hecho es que el pico parece demasiado bajo para obtener una buena imagen.

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Lo mismo puede decirse del tono de los armónicos; aunque están calculados correctamente y son precisos en relación con el fundamental, también parecen demasiado bajos en términos absolutos. Así que la ventana no sustituye a un sistema coherente de bloqueo de fase.

Cuando se plantearon estas objeciones, me desesperé pensando que tendría que volver a la mesa de dibujo y tal vez quedarme allí, o encontrar un oscilador bloqueado con poca distorsión y poco ruido o con un postfiltrado impresionante. ¿Cómo podría hacer que un oscilador tan fundamentalmente analógico fuera coherente con una bandeja FFT en un entorno digital tan abrumador? A 5kHz, un filtro pasivo con muescas sería grande y tedioso. He pensado en desintonizar el oscilador de puente de Wien reduciendo la ganancia, convirtiéndolo así en un filtro.

Pero entonces pensé que un ligero refuerzo sinusoidal analógico procedente de un oscilador externo distorsionado pero bien bloqueado podría ser suficiente para cambiar la frecuencia del puente de Wien a su lugar. Decidí probar a inyectar una onda sinusoidal en la entrada del circuito del amplificador operacional Wienbridge, y opté por utilizar una impedancia en serie alta para evitar inyectar ruido y distorsión simultáneamente. Encontré 200k, es decir, unos 1000× las impedancias ya presentes, y lo inserté como se muestra en la parte izquierda de la figura 4 (la «nueva entrada»).

Figura 4. Con los generadores bloqueados en fase por la referencia de 10 MHz, el oscilador de puente de Wien de bajo ruido y baja distorsión es empujado suavemente a la coherencia por la resistencia de alta impedancia de 200k.

Configuré el Agilent 33250A para una onda sinusoidal de 5 kHz y la apliqué a la nueva entrada. Observando las salidas de la 33250A y del puente de Wien con un osciloscopio, aumenté lentamente la frecuencia de la 33250A y me alegré de ver finalmente que las ondas sinusoidales se acercaban y luego se bloqueaban.

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Conecté las referencias de 10 MHz del panel trasero y cambié la frecuencia del 33250A a 5,157 kHz, la casilla coherente más cercana en la FFT. Las ondas sinusoidales permanecieron bloqueadas y el generador programable 33250A consiguió alejar ligeramente el oscilador del puente de Wiener de su frecuencia natural hasta la frecuencia deseada. El resultado fue una FFT casi ideal; todas las potencias fundamentales y de distorsión relevantes se encontraban en bines únicos y se representaban con precisión (Figura 5).

Figura 5. Se ha obtenido una FFT más precisa utilizando el mismo oscilador de puente de Wien, pero con la inyección de frecuencia bloqueada a una frecuencia coherente de 5,157 kHz, utilizando un HP33250A que conduce la resistencia de 200k en la «nueva entrada» Observa que el pico es ahora visiblemente un -1 dBFS creíble y que casi no hay potencia en los bines adyacentes al pico.

Los generadores sinusoidales programables suelen tener excelentes características de ruido de fase y capacidad de bloqueo a 10 MHz, pero también tienen altos suelos de ruido de banda ancha y distorsión en la salida. Una FFT es sensible a todas estas formas de corrupción de la fuente y, además, tiene un número finito de frecuencias de salida. Para probar sistemas analógicos y de señal mixta de alto rendimiento, la combinación adecuada de osciladores clásicos de puente de Wiener con generadores programables puede proporcionar una fuente casi perfecta con muestreo sincrónico, generando FFTs precisas.

Este artículo se publicó originalmente en EDN

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