Cómo anular la luz ambiental para los receptores LIDAR

Introducción

Uno de los retos más difíciles del LIDAR de tiempo de vuelo (ToF) es la alta sensibilidad que requiere la cadena de recepción de la señal. Normalmente, se envía un pulso láser colimado (haces de luz paralelos) a un punto. La ventaja de una fuente láser colimada es que limita la pérdida de luz por divergencia y mantiene el tamaño del punto constante a lo largo de la distancia. Sin embargo, una vez que la luz incide en un objeto, la luz rebota en muchas direcciones, lo que se denomina dispersión. La cantidad de luz reflejada hacia la fuente es proporcional a 1/R2también conocida como la ley del cuadrado inverso. A distancias cortas, la detección de objetos no es tan difícil. Sin embargo, para detectar objetos a más de 100 metros, se necesitan ganancias elevadas para detectar la pequeña cantidad de luz reflejada debido a la pérdida de la ley del cuadrado inverso. Una consecuencia del uso de ganancias elevadas en el receptor es el efecto de la luz ambiental en la cadena de señales. El sol es una fuente de luz con un amplio espectro de longitudes de onda. Los sistemas LIDAR suelen elegir longitudes de onda de 900 nm y 1550 nm debido a los nulos naturales de la luz solar en estos espectros. Por desgracia, para detectar objetos lejanos, tenemos grandes ganancias en el receptor, y la luz solar ambiental puede saturar el receptor incluso con estos nulos naturales en el espectro. Esto ciega efectivamente el sistema y lo hace inútil. Este artículo explorará soluciones para mitigar los efectos de la luz ambiental en las cadenas de receptores LIDAR.

Principios básicos

Dando un paso atrás, se utiliza un láser para enviar un estrecho pulso de luz; este pulso láser golpea un objetivo, y la luz se refleja en el objeto. Se utiliza un detector para medir el tiempo que tarda en volver este reflejo. Conociendo la velocidad de la luz y el tiempo de ida y vuelta del impulso láser, se puede calcular la distancia. En general, cuanto mayor sea la amplitud del láser pulsado, mayor será la señal de retorno. En el caso del LIDAR de largo alcance, la seguridad ocular debida a la potencia del láser limita el alcance de los sistemas modernos. El área bajo la curva dicta la energía del pulso, como se muestra en la figura 1. Al cambiar a una potencia de pico más alta, la anchura de este pulso debe reducirse para mantener el área bajo la curva por debajo de los límites de seguridad ocular. Así, nuestro objetivo es proporcionar un pulso láser de gran amplitud con una anchura relativamente estrecha. En los sistemas LIDAR actuales, los anchos de pulso son del orden de 5 ns y están evolucionando hacia anchos de pulso más cortos. Otro aspecto a tener en cuenta para el LIDAR es la dispersión. Normalmente, se implementa un detector de fotodiodo de avalancha (APD) para proporcionar una ganancia óptica que combata el problema de la ley cuadrada inversa. Los APD son beneficiosos para la cadena de señal, ya que el amplificador de transimpedancia (TIA) es el factor que limita el ruido en la cadena de señal. Aplicando una ganancia en el detector, se reduce el ruido de entrada referenciado del sistema. Recuerda que hay límites en la TIA, donde una ganancia excesiva producirá un peor rendimiento de ruido cuando llegue al límite.

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Figura 1: Ejemplo de diferentes salidas de láser

Los retos del LIDAR

Como en cualquier otro problema de ingeniería, hay que hacer concesiones. La cadena de recepción de la señal debe tener un ancho de banda lo suficientemente grande como para detectar los bordes de los pulsos láser de ~5 ns de ancho, y la capacitancia del detector debe ser pequeña para no limitar el ancho de banda del APD. La menor capacitancia también ayuda a reducir el ruido de disparo del APD, ya que son proporcionales entre sí. La sensibilidad, el ancho de banda y la potencia deben estar equilibrados para las aplicaciones del mundo real. Otro reto de tener mayores ganancias en la cadena de señal de recepción es el amplio rango dinámico resultante. Los APDs modernos tienen una polarización inversa de casi 300 voltios para conseguir estas mayores ganancias. El problema se hace evidente cuando un objeto muy reflectante está muy cerca del detector. Esta gran señal, combinada con la ganancia relativamente grande del APD, puede hacer pasar cientos de mA a través de la TIA. La mayoría de los TIA de comunicación no están diseñados para sobrevivir a este evento, y mucho menos para recuperarse en un tiempo razonable para el siguiente ciclo de pulsos. Afortunadamente, los TIA específicos para LIDAR tienen pinzas incorporadas para derivar la corriente y recuperarse en menos de 100 ns. El problema de la energía se resuelve con ciclos de trabajo y cerrando los canales no utilizados. Teniendo en cuenta estas cosas, el último gran problema son las fotocorrientes de CC procedentes de la luz ambiental, y resolverlo no es trivial.

Entrada acoplada de CA y acoplada de CC

A primera vista, una solución sencilla sería acoplar en CA las entradas de la TIA para bloquear la corriente continua. Desgraciadamente, este enfoque tiene muchos escollos. El tiempo de recuperación de la saturación se verá comprometido, haciendo que el sistema sea ciego. Si hay un gran impulso de un objeto cercano, el condensador de corriente alterna se cargará. La TIA sólo puede inyectar una pequeña cantidad de corriente en el condensador de CA porque las resistencias de retroalimentación, que están en el rango de 10 kΩ a 100 kΩ, limitan la corriente. Según el valor del condensador, la constante de tiempo RC es muy grande y puede tardar cientos de µs en recuperarse. Esto es inaceptable, ya que normalmente se permiten 2 µs de tiempo para las detecciones de 100 m, y nos perderemos la señal de los objetos más lejanos. Otro escollo del acoplamiento TIA AC es la tasa de repetición de tu fuente láser. Cuando acoples los pulsos entrantes a la CA, los pulsos se promediarán en la tapa de la CA. La señal del detector es unipolar y cargará lentamente el condensador de CA. En este condensador se producirá un desplazamiento de corriente continua. Esto reduce sistemáticamente el rango lineal de la TIA, y el desplazamiento de CC cambiará con la velocidad de repetición y la amplitud de la señal de retroalimentación. Un análisis más detallado de la TIA acoplada a una entrada de CA se trata en el artículo "Cómo diseñar y optimizar eficazmente las interfaces TIA para los sistemas LIDAR". Afortunadamente, una entrada acoplada a la corriente continua evita todos estos matices y efectos secundarios, pero a costa de una complejidad adicional. Un método eficaz para anular esta corriente es incorporar un circuito de bucle cerrado para inyectar una corriente opuesta en la entrada de la TIA.

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Circuito de cancelación de CC

La figura 2 muestra el diagrama de bloques de la implementación de un bucle cerrado analógico para cancelar las corrientes de entrada de CC. El papel del amplificador de error es mirar a la salida de la TIA e inyectar una corriente opuesta en la entrada de la TIA. Compara y esclaviza la salida para que coincida con la referencia de la TIA. Es preferible utilizar la referencia de la TIA para derivar la referencia del amplificador de error por dos razones: para que coincida con la referencia de salida y para garantizar que se mantiene la PSRR de la TIA. Para ahorrar energía y costes, se debe utilizar un amplificador de bajo ancho de banda para el circuito amplificador de error. Se recomienda utilizar un filtro de paso bajo para la entrada del amplificador de error, ya que no quieres que los impulsos rápidos se retroalimenten a la entrada.

Figura 2. Diagrama de bloques de la cancelación de CC

La figura 3 muestra el circuito de cancelación de CC del LTC6560. Nominalmente, la salida del LTC6560 está a aproximadamente 1 V de CC cuando no hay corriente de entrada a la TIA. Por lo tanto, se necesita un divisor de resistencias de la referencia para igualar esta tensión, dividiendo la referencia nominal de 1,5 V para igualar la salida de 1 V. R1 y C1 crean un paso bajo de aproximadamente 10,6 kHz; esto minimiza la cantidad de ruido inyectado en el LTC6560 por el amplificador de error. Este paso bajo será el polo dominante de este bucle y puede ajustarse para diferentes requisitos de ancho de banda. Se utiliza un sencillo circuito amplificador de error integrador para bloquear la salida del LTC6560 a 1 V; recuerda que 1 V es la tensión nominal de salida cuando no hay corriente en el LTC6560. R2, una resistencia de 20 kΩ, es una implementación sencilla para convertir la salida del LT6015 en una corriente. El valor de esta resistencia y el swing máximo del amplificador operacional definirán la corriente máxima en función del swing de salida del LT6015. Como el LT6015 no es un op-amp de carril a carril, la máxima cancelación de CC se limitará a la diferencia entre la oscilación máxima del LT6015 y la tensión de entrada de auto-bición del LTC6560, que es nominalmente de 1,5V. Esto supone unos 3 V y nos dará una corriente máxima de cancelación de CC de 150 µA.

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Figura 3: Circuito de cancelación de CC para el LTC6560

Las figuras 4 y 5 muestran un circuito LTspice® simulación del circuito de cancelación de CC del LTC6560. Ten en cuenta que V2 se utiliza en la simulación para fijar la referencia del amplificador de error de integración. Esto se utiliza para ayudar al circuito a simular y establecer una tensión de arranque determinista.

Este circuito de cancelación de CC también puede utilizarse con el LTC6561. Puedes ahorrarte tres LT6015 utilizando cuatro resistencias de salida para inyectar corriente en cada canal, como se muestra en la Figura 6. Hay que tener en cuenta que ahora estamos creando un camino que puede acoplar los canales. Sin embargo, 40 kΩ de resistencia tienen un impacto mínimo en el aislamiento entre canales. Por último, los canales deben ser muy similares en cuanto a las corrientes de entrada de CC, ya que el amplificador de error no puede cambiar drásticamente entre canales. Este circuito beneficiará a un sistema en el que todos los canales ópticos estén cerca unos de otros.

Figura 4: Esquema de simulación LTspice.
Figura 5. Forma de onda de entrada y salida de la simulación de cancelación de CC.
Figura 6. Circuito de cancelación de CC para el LTC6561.
Figura 7. Placa de laboratorio del circuito de cancelación de CC LB2953A.

Resultados

Se construyó un mapa de prueba de concepto para crear un documento más convincente y verificar el rendimiento. Se muestra en la Figura 7. Como era de esperar, el circuito de cancelación de CC está dominado por los elementos parásitos del enrutamiento y los componentes de la placa. El circuito aumenta el ruido integrado de 64 nA rms para el circuito sin cancelación de CC a 66 nA rms para el circuito integrado de cancelación de CC de 100 kHz a 200 MHz. La figura 8 muestra las densidades de ruido referenciado de entrada, medidas con y sin el circuito de cancelación de CC. Se eliminaron los APD de este circuito para encontrar el suelo de ruido sin la carga capacitiva de la TIA. Esto dio un ruido de fondo integrado de 59 nA rms para el circuito sin cancelación de CC y de 60 nA rms para el circuito con cancelación de CC. Sin embargo, el circuito está pensado para ser utilizado con un detector y debe incluir la capacitancia en el rendimiento del circuito.

Figura 8. Densidad de ruido referenciado de entrada.

Conclusión

El acoplamiento de CA de las entradas del LTC6560 y del LTC6561 puede causar algunos problemas. En definitiva, hay un número limitado de casos en los que el acoplamiento de CA puede aplicarse con un impacto mínimo en el rendimiento del circuito. En los sistemas LIDAR modernos, para maximizar el rendimiento del sistema, el circuito de cancelación de CC propuesto puede proporcionar el máximo rendimiento del tiempo de recuperación sin afectar al ruido del circuito. Las contrapartidas de este rendimiento son la complejidad del diseño y el mayor consumo de energía del amplificador de error integrador.

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