Reste hors de l'eau profonde quand tu conçois avec des capteurs de pont

Les amplificateurs d'instrumentation (in-amps) peuvent conditionner les signaux électriques générés par les capteurs, ce qui leur permet d'être numérisés, stockés ou utilisés pour contrôler les processus. Le signal étant généralement petit, l'amplificateur peut avoir besoin de fonctionner avec un gain élevé. De plus, le signal peut se trouver au-dessus d'une grande tension de mode commun ou être intégré dans un décalage DC important. Les amplificateurs de précision peuvent fournir un gain élevé, amplifiant sélectivement la différence entre les deux tensions d'entrée tout en rejetant les signaux communs aux deux entrées.

Les ponts de Wheatstone sont des exemples classiques de cette situation, mais les cellules galvaniques telles que les biocapteurs ont des caractéristiques similaires. Le signal de sortie du pont est différentiel, c'est pourquoi un amplificateur interne est le dispositif préféré pour les mesures de haute précision. Idéalement, la sortie du pont sans charge est nulle, mais cela n'est vrai que lorsque les quatre résistances sont exactement égales. Considérons un pont construit avec des résistances discrètes, comme le montre la Figure 1. Dans le pire des cas, le décalage différentiel, V_OS, est

où V_EX est la tension d'excitation du pont et TOL est la tolérance de la résistance (en pourcentage).

Par exemple, avec une tolérance de 0,1 % pour chacun des éléments individuels et une tension d'excitation de 5 V, le décalage différentiel peut atteindre 5 mV. Si un gain de 400 est nécessaire pour obtenir la sensibilité de pont souhaitée, le décalage devient ±2 V à la sortie de l'amplificateur. En supposant que l'amplificateur soit alimenté par la même alimentation et que sa sortie puisse osciller rail à rail, plus de 80 % de l'oscillation de sortie pourrait être consommée par le seul décalage du pont. Comme l'industrie tend vers des tensions d'alimentation plus faibles, ce problème ne fait qu'empirer.

L'architecture traditionnelle de l'amplificateur interne à 3 étages, illustrée à la Figure 2, comporte un étage de gain différentiel suivi d'un soustracteur qui élimine la tension de mode commun. Le gain est appliqué au premier étage, de sorte que le décalage est amplifié par le même facteur que le signal d'intérêt. Ainsi, la seule façon de le supprimer est d'appliquer la tension opposée à la borne de référence (REF). La principale limitation de cette méthode est que le réglage de la tension sur REF ne peut pas corriger le décalage si le premier étage de l'amplificateur est déjà saturé. Voici quelques approches permettant de contourner cette limitation :

• Shunter le pont avec une résistance externe au cas par cas, mais cela n'est pas pratique pour la production automatisée et ne permet pas d'effectuer des ajustements après la sortie de l'usine
• Réduire le gain du premier étage, supprimer le décalage en ajustant la tension sur REF, et ajouter un deuxième circuit amplificateur pour obtenir le gain désiré
• Réduire le gain du premier étage, numériser la sortie avec un CAN haute résolution et supprimer le décalage dans le logiciel

Les deux dernières options doivent également tenir compte des écarts dans le pire des cas par rapport à la valeur de décalage d'origine, ce qui réduit encore le gain maximal du premier étage. Ces solutions ne sont pas idéales, car elles nécessitent une puissance, un espace sur carte ou un coût supplémentaires pour obtenir le gain élevé du premier étage nécessaire pour obtenir un CMRR élevé et un faible bruit. De plus, le couplage c.a. n'est pas une option pour mesurer des signaux c.c. ou à mouvement très lent.

Les amplificateurs d'instrumentation à rétroaction indirecte en courant (ICF), comme l'AD8237 et l'AD8420, permettent de supprimer le décalage avant qu'il ne soit amplifié. La figure 3 montre un schéma de la topologie ICF.

La fonction de transfert de cet amplificateur d'instrumentation est de la même forme que celle de la topologie classique à 3 op-amp, et est donnée par

(2)

Comme la rétroaction à l'amplificateur est satisfaite lorsque la tension entre les entrées est égale à la tension entre les bornes de rétroaction (FB) et de référence (REF), nous pouvons réécrire ceci comme suit

(3)

Cela suggère que l'introduction d'une tension égale au décalage entre les bornes de rétroaction et de référence permet d'ajuster la sortie à zéro volt même en présence d'un grand décalage d'entrée. Comme le montre la Figure 4, cet ajustement peut être réalisé en injectant un petit courant dans le nœud de rétroaction à travers la résistance R_A à partir d'une source de tension simple telle qu'un DAC à bas coût ou un signal PWM filtré provenant d'un microcontrôleur intégré.

Procédure de conception

D'après l'équation (3), le rapport de R₁ et R₂ règle le gain comme suit :

(4)

Le concepteur doit déterminer les valeurs des résistances. Des valeurs plus grandes réduisent la consommation d'énergie et la charge de sortie ; des valeurs plus petites limitent le courant de polarisation d'entrée à FB et les erreurs d'impédance d'entrée. Si la combinaison parallèle de R₁ et R₂ est supérieure à environ 30 kΩ, les résistances commencent à contribuer au bruit. Le tableau 1 présente quelques valeurs suggérées.

Tableau 1. Résistances suggérées pour différents gains (résistances à 1%)

Pour simplifier le processus de recherche d'une valeur pour R_A, suppose un fonctionnement à double alimentation, une borne REF mise à la terre et une tension de réglage bipolaire connue V_A. Dans ce cas, la tension de sortie est donnée par

(5)

Remarquez que le gain de V_A à la sortie est inversée. Une augmentation de V_A réduit la tension de sortie d'une fraction donnée par le rapport des résistances R₂ et R_A. Ce rapport permet de maximiser la plage de réglage pour un décalage d'entrée donné. Comme la plage de réglage se réfère à l'entrée de l'amplificateur avant le gain, il est possible d'obtenir des étapes de réglage fines même avec une source à faible résolution. Puisque R_A est généralement beaucoup plus grande que R₁nous pouvons approximer l'équation (5) comme suit

(6)

Pour trouver une valeur de R_A qui permettra un ajustement maximal du décalage, V_IN(MAX), avec une plage de tension de réglage donnée, V_A(MAX), set V_OUT = 0 et résoudre pour R_A, donnant

(7)

où V_IN(MAX) est le décalage maximal attendu du capteur. L'équation (5) montre également que l'insertion du circuit d'ajustement modifie le gain de l'entrée à la sortie. Même si l'effet est généralement faible, le gain peut être recalculé comme suit

(8)

En général, pour les applications de conditionnement en pont à alimentation unique, la tension sur la borne de référence doit être supérieure à la masse du signal. Cela est particulièrement vrai si la sortie du pont peut osciller entre le positif et le négatif. Si la tension de référence est amenée à une tension, V_REFavec une source à faible impédance telle qu'un diviseur à résistance et un tampon, comme illustré à la Figure 5, l'équation (5) devient

(9)

Ce même résultat serait obtenu si V_OUT et V_A ont été prises par rapport à V_REF dans les équations originales. V_A(MAX) - V_REF doit également remplacer V_A(MAX) dans l'équation (7).

Exemple de conception

Considérons un amplificateur en pont à alimentation unique tel que celui illustré à la Figure 4, où 3,3 V sont utilisés pour exciter le pont et alimenter l'amplificateur. La sortie pleine échelle du pont est de ±15 mV, et le décalage peut être dans la plage de ±25 mV. Pour obtenir la sensibilité souhaitée, le gain de l'amplificateur doit être de 100, et la plage d'entrée de l'ADC est de 0 V à 3,3 V. Comme la sortie du pont peut être positive ou négative, la sortie est référencée au milieu de l'alimentation, soit 1,65 V. En appliquant simplement un gain de 100, le décalage seul obligerait la sortie de l'amplificateur à être comprise entre -0,85 V et +4,15 V, ce qui dépasse les rails d'alimentation.

Ce problème peut être résolu avec le circuit illustré à la Figure 5. L'amplificateur pont A1 est un amplificateur d'instrumentation ICF tel que l'AD8237. L'amplificateur A₂, avec R₄ et R₅, définit la sortie de niveau zéro de A₁ à mi-alimentation. Le CNA 8 bits AD5601 ajuste la sortie pour annuler le décalage du pont par l'intermédiaire de R_A. La sortie de l'amplificateur est ensuite numérisée par le CAN 12 bits micropuissant AD7091.

D'après le tableau 1, nous constatons que R₁ et R₂ doivent être de 1 kΩ et 100 kΩ pour un gain de 101. Le circuit comprend un CNA qui peut osciller de 0 V à 3,3 V, soit ±1,65 V autour de la tension de référence de 1,65 V. Pour calculer la valeur de R_A nous utilisons l'équation (6). Avec V_A(MAX) = 1,65 V et V_IN(MAX) = 0,025 V, R_A = 65,347 kΩ. Avec une tolérance de résistance de 1 %, la valeur disponible la plus proche est de 64,9 kΩ. Cependant, cela ne laisse aucune marge pour les erreurs causées par la précision de la source et les variations de température, c'est pourquoi nous choisissons une résistance de 49,9 kΩ à faible coût et couramment stockée. La contrepartie est une résolution de réglage réduite, ce qui entraîne un décalage post-réglage légèrement plus important.

À partir de l'équation (7), on peut calculer que la valeur nominale du gain est de 103. Si le concepteur veut obtenir une valeur de gain plus proche de la cible de 100, le plus simple est de réduire la valeur de R₂ d'environ 3% à 97,6 kΩ, ce qui aura très peu d'influence sur la valeur de R_A. Dans ces nouvelles conditions, le gain nominal est de 100,6.

Comme le DAC peut osciller à ±1,65 V, la plage totale de réglage du décalage est donnée par le diviseur de tension formé par R_A et la combinaison parallèle de R₁ et R₂, qui peut être calculé comme suit :

(10)

Un ajustement de ±32,1 mV sur le décalage de pont maximal de ±25 mV fournit une marge d'ajustement supplémentaire de 28 %. Avec un DAC 8 bits, la taille du pas pour l'ajustement est de

(11)

Avec une résolution de réglage de 250-µV, le décalage résiduel maximum à la sortie est de 12,5 mV.

Les valeurs de R₃ et C₁ peuvent être déterminés à partir des valeurs suggérées dans la fiche technique de l'ADC ou dans la référence 2. Pour un AD7091 échantillonnant à 1 MSPS, ces valeurs sont 51 Ω et 4,7 nF. Des combinaisons de résistances et de condensateurs plus importantes peuvent être utilisées lors de l'échantillonnage à des taux plus faibles pour réduire davantage le bruit et les effets d'aliasing.

Un avantage supplémentaire de ce circuit est que le réglage du décalage du pont peut être effectué à la production ou à l'installation. Si les conditions environnementales, l'hystérésis du capteur ou la dérive à long terme ont un effet sur la valeur du décalage, le circuit peut être réajusté.

En raison de son entrée véritable rail à rail, l'AD8237 fonctionne mieux dans les applications de pontage qui utilisent des tensions d'alimentation très basses. Pour les applications industrielles traditionnelles où des tensions d'alimentation plus élevées sont nécessaires, l'AD8420 est une bonne alternative. Cet in-ampli ICF fonctionne avec des tensions d'alimentation de 2,7 V à 36 V et consomme 60% de courant en moins.

Le tableau 2 compare les deux in-amps. Les spécifications minimales et maximales ont été utilisées lorsqu'elles étaient disponibles. Consultez les fiches techniques des produits pour des informations plus détaillées et actualisées.

Tableau 2. Comparaison de l'AD8237 et de l'AD8420

Ссылки

¹Note d'application AN212 Gestion du décalage du pont du capteur. Honeywell International Inc., Rev 05-05.

²Fiche technique des capteurs magnétiques à 1 et 2 axes HMC1001/HMC1002/HMC1021/HMC1022. Honeywell International Inc., 2008.

³Kitchin, Charles et Lew Counts Guide du concepteur pour les amplificateurs d'instrumentation. 3e édition. Analog Devices, Inc., 2006.

⁴Fiche technique de la série NPC-410. GE Sensing, 2006.

⁵Module de formation sur les produits Guide d'application des amplificateurs d'instrumentation à rétroaction en courant indirect. Digi-Key Corporation.

⁶Walsh, Alan. "Conception d'un amplificateur frontal et d'un filtre RC pour un convertisseur analogique-numérique SAR de précision" Analog Dialogue, Volume 46, 2012.