Mesure précise du gain/de la phase à des fréquences radio jusqu'à 2,5 GHz

Introduction : Mesure des signaux

Les circuits électroniques se divisent en deux grandes catégories : ceux qui processus et transformer les signaux et ceux qui mesurent les signaux. Leurs fonctions sont souvent combinées, comme dans la section FI d'un récepteur, qui traite le signal (par amplification et démodulation) et fournit également une indication de la force du signal reçu (la fonction RSSI), une tension variant lentement qui peut être affichée et/ou utilisée pour le contrôle automatique de variables telles que le gain et la fréquence (AGC et AFC).

Circuits qui mesurent la force du signal RF, dont la métrique fondamentale est puissance, sont généralement appelés détecteurs, mais seule une thermopile (bolomètre) mesure cette quantité directement. Les détecteurs à circuit intégré fonctionnent invariablement sur un échantillon de tension du signal à mesurer. Les circuits de cette classe sont classés selon le type de transformation du signal qu'ils fournissent. En 1976, Analog Devices a fourni les premiers détecteurs monolithiques "true-rms" pour une utilisation à des fréquences modérées. Aujourd'hui, cette gamme de produits comprend des appareils, comme l'AD8361, qui ont étendu cette capacité aux micro-ondes domaine. La détermination précise de la puissance du signal, indépendamment de sa forme d'onde (autrement dit, son fonction de densité de probabilité) est importante dans les systèmes de communication modernes tels que le CDMA. Contrairement aux détecteurs thermiques, ces détecteurs true-rms utilisent calcul analogique pour mettre directement en œuvre les équations pertinentes, à des fréquences de l'ordre du gigahertz.

Un autre type précieux de détecteur RF (utilisant aussi le calcul) est le amplificateur logarithmique démodulant. Comme son nom l'indique, il amplifie le signal, ce qui permet aux appareils de cette classe de mesurer les petits signaux, et il démodule la forme d'onde RF alternative en une sortie "quasi-dc" à variation lente. Cependant, contrairement aux détecteurs rms, dont la sortie est proportionnelle à la valeur quadratique moyenne de la tension d'entrée, les détecteurs logarithmiques délivrent une sortie proportionnelle à la valeur en décibels du niveau du signal, par rapport à une tension fixe, VINT (défini ci-dessous). La sortie, généralement une tension, peut être interprétée en termes de tension ou de puissance, simplement en utilisant une valeur différente pour un paramètre d'échelle appelé "pente".

Pour les amplificateurs logiques RF, il est nécessaire d'utiliser des mesures de tension pour tous les paramètres de signal et de mise à l'échelle. Pour définir le niveau d'entrée, nous utiliserons les dBV (ce qui signifie ici décibels par rapport à 1 V rms) plutôt que de faire référence à la "puissance", en dBm (décibels par rapport à 1 mW). Cela est sans ambiguïté, indépendant du choix de l'impédance de l'interface d'entrée, et approprié pour un détecteur IC. Par exemple, 0 dBV correspond à une onde sinusoïdale d'une amplitude de 2,83 V crête à crête ; de la même façon, -60 dBV fait référence à une onde sinusoïdale de 2,83 mV p-p.

Le fonctionnement de ces détecteurs logarithmiques RF se conforme à une fonction comme celle-ci :

VOUT = VSLP log(VSIG/VINT) (1)

Si l'on choisit des logarithmes en base 10 [log10(10) = 1 decade], en tenant compte des décibels, la tension de la pente, VSLPpeut être considérée en termes de "volts par décennie" dans l'échelle du logarithme du rapport de tension. Comme il y a 20 décibels dans une décennie, les "volts/dB" correspondants ne représentent qu'un vingtième de cette tension. Ainsi, pour un VSLP de 400 mV/décade, la pente peut également être exprimée par 20 mV/dB. Le deuxième paramètre de mise à l'échelle, appelé "intercept", VINTest la tension d'entrée à laquelle l'argument logarithmique est unitaire. À cette tension, indépendamment du choix de la base, la sortie serait égale à zéro, puisque log(1) = 0. Dans la pratique, le gain disponible fini dans un amplificateur logarithmique RF, la présence de bruit et d'autres limitations pratiques entraînent une valeur de VINT c'est un extrapolée valeur, généralement de quelques microvolts seulement, et fixée par la conception.

Une question se pose alors quant à l'interprétation précise de ce que les VINT représente. Cette quantité est-elle "volts dc", ou peut-être "volts rms" ? Ou s'agit-il d'une autre mesure, comme une simple valeur moyenne, ou la valeur de crête ? Pour les mesures de rapports d'un niveau à un autre, la valeur de VINT n'a pas d'importance. Cependant, lorsqu'il est nécessaire de déterminer le absolue niveau de VSIG, la précision de la mesure dépend directement de la valeur de VINT de la même manière qu'une tension de référence dans, par exemple, un DVM.

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Une étude approfondie des amplificateurs logarithmiques RF, qui utilisent la technique1 connu sous le nom de "compression progressive", montre un autre effet que l'on ne rencontre pas dans la pratique classique des amplis logarithmiques, à savoir que la valeur effective de VINT dépend fortement de la forme d'onde du signal d'entrée. Pour cette raison, nous choisissons de définir VINT pour une entrée sinusoïdale, puis fournit des facteurs de conversion pour diverses autres formes d'onde.

Dans la pratique, le contrôle du VINT dans un circuit intégré de production non rogné ne peut pas être aussi précis que ce qui est souvent nécessaire pour le métrage RF de précision. L'ajustage au laser, utilisé pour la première fois pour un log-amp RF dans l'AD640/641, et plus récemment dans des produits tels que l'AD8306, peut fournir un étalonnage très précis, en utilisant une entrée sinusoïdale pendant l'étalonnage. Cependant, bien que l'utilisation du facteur de conversion approprié pour un connu forme d'onde peut maintenir une bonne précision, il reste le problème fondamental de la dépendance de la forme d'onde. Cela pose un problème dans les systèmes contemporains où la forme d'onde est à la fois inconnue et peut varier rapidement.

Mesure des rapports de signaux jusqu'à 2,5 GHz

Ce problème a été résolu, dans l'AD8302, par l'utilisation de deux amplificateurs logiques identiques intégrés sous forme monolithique, comme le montre la Figure 1. Chaque canal est capable de mesurer des signaux sur une plage de 60 dB, de très basses fréquences à 2,5 GHz. La fonction de définition de la amplitude la sortie ("gain") est

VMAG = VSLP log (VA/VB) + VCP (2)

VA et VB sont deux signaux indépendants, appliqués aux deux ports d'entrée identiques de l'AD8302, et VCP est le point central, défini comme la valeur de la sortie, VMAG, pour une différence de niveau de 0 dB. (VSLP et VCP sont des choix de conception, faits dans un souci de facilité d'utilisation ; les deux sont traçables à une référence de bande interdite).

Figure 1. L'AD8302 comprend une paire d'amplificateurs logarithmiques précisément appariés et un détecteur de phase haute fréquence.

L'interception fixe habituelle de l'équation 1 est éliminée dans l'AD8302 en prenant la différence des sorties des deux log-amplis séparés. Cette étape clé calcule le logarithme du rapport (VA/VB)*(VINTB/VINTA) ; et, comme les amplis logarithmiques sont identiques, le deuxième terme est très précisément l'unité, indépendamment de la température, de la tension d'alimentation et des nombreuses variations de production.

Cette élégante élimination d'un intercepteur fixe donne une mesure très précise du niveau du signal, dans de nombreuses applications. La principale limite à la précision de l'argument logarithmique est maintenant la correspondance des deux canaux co-intégrés. Cette nouvelle structure2 ouvre de nombreuses possibilités de mesure qui nécessiteraient autrement l'utilisation de deux amplificateurs logarithmiques distincts, avec leurs différences inhérentes de calibrage de la pente et de l'interception. L'AD8302 est le premier circuit intégré à permettre la mesure directe des rapports de signaux ac. Cette capacité unique de mesurer le gain/la perte et la phase relative (voir ci-dessous) entre deux ports de signaux, sur une très large gamme de fréquences, sera utile dans de nombreuses autres applications.

La figure 2 illustre la variation de la tension de sortie en fonction du rapport de signal (qui, par exemple, peut correspondre à la gain ou perte d'un canal surveillé) à des fréquences allant de 900 MHz à 2,2 GHz. Le niveau du signal présenté au canal B est fixe tandis que celui du canal A varie de -30 dB à +30 dB par rapport au canal B. La sortie, VMAG, démontre la pente précise, VSLP, de 20 mV/dB et un point central, VCPde 900 mV. La très faible déviation par rapport à une loi logarithmique idéale (Figure 2b) démontre l'intérêt d'utiliser des amplis logarithmiques co-intégrés.

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Figure 2A
(a) erreurs d'exposition
Figure 2B
(b) de moins de 0,2 dB jusqu'aux hautes fréquences
Figure 2. Mesures des rapports de niveau de signal

Mesure de la phase relative à 2,5 GHz

L'AD8302 peut également mesurer la différence de phase entre deux signaux, des basses fréquences jusqu'à 2,5 GHz. Chacun des amplificateurs logarithmiques individuels génère une sortie "hard-limited" à son étage final. Ces signaux sont appliqués aux deux entrées d'un nouveau détecteur de phase de type multiplicateur ayant une symétrie exacte par rapport à ses deux entrées et une plage de 180°. La sortie de phase, VPHSest donné par,

VPHS = ±VF (F - 90°) + VCP(3)

VF est la tension d'échelle pour la sortie de phase et (F est la différence de phase entre les deux entrées. Le choix du signe dépend des deux quadrants qui constituent l'intervalle de phase de 180°. Avec l'inclusion de cette fonction, l'AD8302 devient un "analyseur de réseau sur une puce".

La figure 3 illustre la mesure de la phase à 900 MHz, 1,9 GHz et 2,2 GHz. Ici, la différence de phase a été générée, comme un "glissement", en décalant légèrement les deux fréquences d'entrée et en laissant l'angle s'accumuler. La pente de la VPHS la sortie est de 10 mV/degré, centrée sur un VCP de 900 mV. Le signe alternatif de la pente est apparent lorsque la phase glisse par intervalles de 180°. La figure 3b montre l'erreur de mesure. L'augmentation rapide de l'erreur près de 0° et 180° est principalement due aux zones mortes causées par les temps de montée et de descente finis des signaux à limitation dure. La capacité unique de l'AD8302 à mesurer avec précision la phase à ces fréquences est le résultat de l'excellent équilibre de ses deux amplificateurs logiques étroitement intégrés.

Figure 3A
(a) présente de faibles erreurs
Figure 3B
(b) sur de larges plages angulaires et jusqu'à des fréquences élevées
Figure 3. La mesure de la phase

Utilisation de l'AD8302

Ces nouvelles capacités de mesure du gain/de la perte et de la phase relative entre deux ports de signaux seront utiles dans de nombreuses applications RF et IF. La fonctionnalité, la polyvalence et le format compact de ce "analyseur de réseau sur une puce" sont idéalement adaptés pour in-situ pour le diagnostic et la surveillance des paramètres du système et pour la linéarisation et le contrôle des sous-systèmes par rétroaction et feed-forward. Voici quelques applications de l'AD8302.

La mesure du niveau absolu d'un signal est désormais possible à l'aide d'un référence c.a. connue. Comme le montre la figure 4, le signal de référence, appliqué au canal B, crée une interception effective de valeur VB. Lorsque les deux signaux ont des formes d'onde similaires, la mesure peut être très précise. Même l'erreur due à l'incertitude de la tension de pente peut être minimisée (éliminée, en principe) si l'on peut s'assurer que les deux entrées ont une amplitude presque égale. Ce sera souvent une affaire simple à arranger, en utilisant un tampon atténuateur sur le plus grand signal pour positionner le rapport VA/VB proche de l'unité. Les techniques de centrage sont précieuses lorsque la plus grande précision est nécessaire ou lorsque de très grandes plages dynamiques doivent être gérées.

Figure 4
Figure 4. Mesures absolues du niveau du signal en utilisant une référence c.a. sur le canal B comme interception pour le canal A.

L'application la plus utile de l'AD8302 consiste à surveiller et à signaler le gain ou la perte d'un bloc fonctionnel ou d'un sous-système. Dans l'exemple illustré à la Figure 5, des échantillons des signaux d'entrée et de sortie d'un amplificateur FI de 500 MHz avec un gain nominal de 20 dB sont surveillés. En utilisant des atténuateurs et des coupleurs, les deux signaux sont conditionnés pour être de la même magnitude générale. La réponse du gain montre la valeur moyenne des basses fréquences, qui correspond à une différence de niveau de 20 dB au niveau de l'amplificateur et à une bande passante de 3 dB d'environ 500 MHz. Le bloc fonctionnel de cet exemple aurait pu être un dispositif de transposition de fréquence, comme un mélangeur. Dans ce cas, les deux entrées seraient à des fréquences différentes, et la quantité mesurée serait le gain de conversion. Comme les formes d'onde restent similaires, cette source d'erreur est à nouveau éliminée. Cependant, lorsque les fréquences d'entrée sont très différentes, un décalage systématique peut se produire en raison des inégalités dans l'adaptation de l'impédance et de la dépendance de la fréquence de la mise à l'échelle des deux log-amps dans la région des gigahertz.

Figure 5a
Figure 5b
Figure 5. L'AD8302 surveille la réponse en fréquence d'un amplificateur testé et indique le gain.

Dans de nombreux systèmes de communication, une charge imprévisible est présentée à un port d'interface externe. Les variations de cette charge peuvent entraîner des changements dans les performances du système, voire une défaillance catastrophique dans les cas extrêmes. Il est très utile de fournir le moyen de surveiller l'impédance de la charge (ou le coefficient de réflexion en termes RF) sans la perturber. Dans la Figure 6, l'AD8302 est configuré pour mesurer le coefficient de réflexion d'une charge arbitraire, qui, dans ce cas, est une diode PIN dont la polarisation est balayée pour modifier son impédance. L'encoche dans la courbe de réponse représente une correspondance proche de l'impédance de ligne caractéristique de 50 ohms, où le signal réfléchi est presque nul.

Figure 6a
Figure 6b
Figure 6. L'AD8302 surveille le coefficient de réflexion d'une charge - une diode PIN dont l'impédance est manipulée par sa polarisation.

Polyvalence et facilité d'utilisation

L'AD8302 offre plusieurs autres modes de fonctionnement, résultat d'une planification minutieuse et de la nature fondamentalement polyvalente de cette structure inhabituelle. Les exemples précédents ont montré l'AD8302 dans son mode de fonctionnement typique mesure mode, où le VMAG et VPHS les sorties signalent le niveau du signal et la différence de phase entre ses entrées. Cependant, l'échelle intégrée et les points centraux des fonctions de transfert peuvent être ajustés à l'aide de résistances externes et de la référence interne de 1,80 V fournie sur la broche VREF.

En déconnectant les broches de sortie des broches de retour, MSET et PSET, une fonction de transfert de gain et de phase peut être ajustéecomparateur est réalisé, comme le montre la Figure 7. Ici, le VMAG et VPHS les sorties basculent entre 0 V et la tension de sortie maximale de 1,8 V, selon que le niveau du signal et la différence de phase sont supérieurs ou inférieurs aux seuils présentés aux broches MSET et PSET.

Figure 7
Figure 7. L'AD8302, configuré comme un comparateur de gain et de phase avec des seuils contrôlables.

Dans le contrôleur illustré à la Figure 8, les broches VMAG et VPHS pilotent des ajusteurs de gain/phase qui sont inclus dans la chaîne de signaux surveillée afin d'asservir le gain et la phase globaux du système vers les points de consigne souhaités présentés aux broches MSET et PSET.

Figure 8
Figure 8. L'AD8302 dans une boucle de contrôle qui conduit le gain et la phase d'un objet sous test vers des points de consigne prescrits.

L'AD8302 a une large gamme de fréquences à son entrée, allant de fréquences arbitrairement basses (même audio) jusqu'à 2,5 GHz. La large plage dynamique des amplificateurs logarithmiques s'accommode non seulement de grandes variations du niveau relatif du signal mais aussi de variations des niveaux absolus. Les quantités de sortie représentant l'amplitude et la différence de phase ont une largeur de bande maximale de l'enveloppe des petits signaux de 30 MHz ; celle-ci peut être réduite en option en ajoutant des condensateurs de filtrage externes.

L'AD8302 fournit cette puissante fonction de calcul pour la première fois sous forme monolithique en utilisant un processus bipolaire avancé. L'excellente adaptation log-amp, la capacité haute fréquence et la mise à l'échelle précise de la mesure du gain et de la phase, le tout dans un encombrement réduit, ouvrent de nouvelles possibilités pour la surveillance et le contrôle in situ des systèmes RF et IF de manière non invasive. Le fonctionnement avec des tensions d'alimentation de 2,7 à 5,5 V est assuré par un courant de seulement 20 mA. Le produit est disponible dans un boîtier TSSOP à 14 broches.

Références

1 Une description détaillée de la théorie du fonctionnement des log-amps se trouve dans la fiche technique de l'AD640.

2 Brevet en instance.

Remerciements

Les auteurs tiennent à remercier les efforts inlassables de Tom Kelly et Shirine Eslamdoust pour l'ingénierie des produits, et de Ron Simonson et Rick Cory pour le développement des applications.

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