LTC4218 Diseño Hot Swap 12V/100A para granjas de servidores

A medida que los centros de datos que sirven a la nube aumentan su velocidad y capacidad, las fuentes de alimentación de la placa base están llamadas a proporcionar corrientes que superan los límites de rendimiento de los sistemas de intercambio en caliente^™ componentes. Las soluciones de intercambio en caliente permiten insertar y retirar placas de una placa base alimentada sin interrumpir la alimentación distribuida a otras placas. Una solución típica de intercambio en caliente utiliza un MOSFET en serie para gestionar el flujo de energía entre la placa base y la tarjeta, evitando así que los fallos y las averías interrumpan el suministro de energía al resto del sistema.

Los retos de diseñar soluciones robustas de intercambio en caliente se multiplican a medida que aumenta la demanda actual. Con corrientes de carga de 100 A, ya no basta con determinar los requisitos de disipación de potencia. Los diseñadores deben prestar especial atención a la zona de funcionamiento seguro (SOA) de los MOSFET y comprender las técnicas de detección de corriente Kelvin para las resistencias de detección múltiple. Este artículo muestra cómo resolver estos problemas utilizando el ejemplo de una solución de 12V/100A basada en el controlador de intercambio en caliente LTC4218.

La figura 1 muestra el controlador de intercambio en caliente LTC4218 que gestiona la alimentación de una placa que contiene hasta 1000μF de capacidad de derivación, consume hasta 100A de corriente de carga y se conecta en caliente a una fuente de alimentación de 12V de la placa base.

Para soportar la corriente de carga de 100 A sin una disipación de potencia excesiva en los MOSFETs M1 y M2, la señal PG (power good) debe desactivar la carga hasta que la salida esté totalmente alimentada. Normalmente, esto se lleva a cabo controlando la señal de RESET de los circuitos descendentes con la señal PG del controlador de intercambio en caliente. En el circuito de la figura 1, si la resistencia de carga efectiva es superior a 10Ω durante el arranque (mientras el PG está bajo), la salida se enciende normalmente. Si la resistencia de salida es baja durante el arranque (como podría ocurrir durante un fallo de cortocircuito en la salida), el LTC4218 detecta esta condición y apaga el MOSFET en serie.

Durante el arranque, el umbral de límite de corriente del circuito se reduce tirando del pin ISET del LTC4218 a nivel bajo a través de R4 hasta que la señal PG transite a nivel alto. La resistencia de 3kΩ de R4 reduce el umbral de límite de corriente a aproximadamente el 13% del límite de corriente de funcionamiento normal. Cualquier condición de fallo que consuma una corriente adicional más allá de este nivel durante el arranque hace que se active el temporizador y se cierre el MOSFET. (Los componentes relativamente pequeños M3, M4, R6, R7 y C4 trabajan juntos para conectar eficazmente la resistencia de 3kΩ de R4 entre ISET y tierra cuando el pin PG tira hacia abajo)

La velocidad de rampa de salida durante el arranque está definida por la corriente de oscilación alta de 24μA del LTC4218 en C1 y las puertas de los MOSFETs M1 y M2. El resultado es una velocidad de rampa de salida de 2V/ms. Como el circuito de carga está desactivado por la señal PG, la corriente en el arranque se dedica a cargar el condensador situado a continuación del circuito de intercambio en caliente, representado por C6 en la figura 1. La rampa de 1000μF de capacitancia a 2V/ms requiere 1000μF - (2V/ms)=2A de corriente. Esto está muy por debajo del umbral de límite de corriente de arranque fijado por R4 en 16A o el 13% del límite de corriente de funcionamiento normal. Esto deja mucho espacio para las imprecisiones en la detección actual. La superación de este umbral de límite de corriente, aunque sea por poco tiempo, durante el arranque indica una condición de fallo en la salida, y el LTC4218 responde apagando los MOSFETs M1 y M2.

En esta aplicación, toda la SOA puede ser satisfecha sólo por M1 o M2. No es prudente suponer que la corriente y el SOA se distribuyen por igual entre los MOSFETs durante el arranque o los fallos de sobrecarga de salida que provocan grandes tensiones de drenaje-fuente en los MOSFETs. Cualquiera de los dos MOSFET debe ser capaz de manejar todo el SOA de la aplicación.

Por otro lado, cuando el MOSFET está totalmente reforzado en funcionamiento normal, su comportamiento es similar al de una resistencia y se puede suponer que la corriente se reparte más equitativamente. En esta aplicación, se utilizan dos MOSFET para reducir la disipación de potencia durante el funcionamiento normal, no para cumplir los requisitos de la zona de seguridad transitoria. A 100 A, la potencia disipada por un solo MOSFET de 1mΩ es I²R = (100A)² - 1mΩ = 10W. Si la corriente se divide por igual a 50 A, la potencia en cada MOSFET es una I más razonable²R = (50A)² - 1mΩ = 2,5W.

A estos niveles de corriente, puede ser difícil controlar correctamente la tensión a través de la resistencia de detección. Con el umbral de detección de corriente de 15 mV del LTC4218, un límite de corriente de 100 A requiere menos de 0,15 mΩ de resistencia de detección, lo que suele conseguirse utilizando resistencias en paralelo en un esquema de detección Kelvin.

Cuando se utiliza una única resistencia de detección en aplicaciones de intercambio en caliente (u otras aplicaciones de detección de corriente), es habitual utilizar trazas Kelvin de baja corriente separadas entre los pines de detección del CI y la resistencia de detección. En la figura 2 se muestra un ejemplo de la disposición de las conexiones Kelvin a una resistencia de detección de corriente. Las vías de detección Kelvin de baja corriente se encuentran directamente entre la resistencia de detección y el LTC4218 SENSE⁺ y SENSE^- las clavijas eliminan los errores debidos a las caídas de tensión que se producen cuando fluyen corrientes elevadas a través del cobre resistivo de la placa de circuito impreso.

Sin embargo, en esta aplicación de 100A, es necesario implementar la resistencia de detección con varias resistencias de detección en paralelo. Ocho resistencias de 1mΩ en paralelo son una opción razonable, ya que esto da un límite de corriente típico de 8 - (15mV/1mΩ) = 120A, lo que proporciona un margen cómodo por encima de los 100A entregados a la carga.

Sin embargo, al multiplicar el número de resistencias de detección, se multiplican los retos de la disposición; la sencilla disposición mostrada para una sola resistencia en la Figura 2 ya no es suficiente. La corriente rara vez se distribuye uniformemente entre las resistencias sensoras: no es raro ver una diferencia de corriente del 50% entre varias resistencias sensoras de bajo valor en aplicaciones de alta corriente. Las resistencias colocadas más cerca de los MOSFETs M1 y M2 transportan una mayor proporción de la corriente de carga que las resistencias de detección colocadas más lejos, debido a la resistencia finita de los planos de cobre de la placa de circuito impreso que están en serie con las resistencias de detección. Si es posible, es preferible colocar el mismo número de resistencias sensoras en la parte superior e inferior de la placa de circuito impreso. Esto minimiza las caídas de tensión parásitas causadas por el flujo de corriente lateral en los planos de cobre necesario para llegar a la resistencia de detección más lejana.

Incluso con una disposición óptima de la placa de circuito impreso, es necesario utilizar una red de resistencias para promediar las tensiones detectadas a través de las resistencias individuales de 1mΩ. En esta aplicación de 12V/100A, el SENSE⁺ y SENSE^- los pines del LTC4218 se conectan a las ocho resistencias de detección de 1mΩ con una red de resistencias de 1Ω, como se muestra en la figura 1. La tensión resultante entre el SENSE⁺ y SENSE^- es la media de todas las tensiones a través de las resistencias de detección de 1mΩ, detectando efectivamente las ocho resistencias de 1mΩ por Kelvin. En la Figura 3 se muestra un ejemplo de la disposición.

Por supuesto, los cálculos y las simulaciones de los circuitos no sustituyen a las pruebas en banco, especialmente cuando se trabaja con soluciones de intercambio en caliente de alta corriente. La figura 4 muestra una forma de onda de osciloscopio de este diseño que comienza en una resistencia de 100Ω, seguida de un paso de carga de 100A después de que la señal de ENABLE/RESET pase a alto. Ten en cuenta que la señal de ENABLE/RESET en esta configuración impulsa la señal ON de 4V de una caja de carga electrónica en lugar del nivel de 12V de M5 y R10 que se muestra en la Figura 1.

La forma de onda de la figura 4 es típica del buen funcionamiento cuando no hay fallos. El suministro de entrada de 12V primero se eleva. A continuación, el LTC4218 carga el condensador de salida de 1000μF a 2V/ms. Por último, la carga de 100 A se enciende cuando la salida ENABLE/RESET pasa a nivel alto, lo que indica que los MOSFETs M1 y M2 están totalmente reforzados.

La figura 5 muestra el LTC4218 desactivando los MOSFETs M1 y M2 cuando se produce un cortocircuito en la salida. 100 ms después de aumentar la tensión de entrada, el circuito comienza a cargar el nodo de salida. El LTC4218 limita la corriente de carga al umbral de corriente de arranque de 16A y detecta rápidamente el cortocircuito. Esta solución reacciona correctamente y apaga la carga para evitar interrupciones (y daños) en otros componentes del sistema.

A lo largo de los años, los diseñadores de soluciones de intercambio en caliente se han enfrentado continuamente a nuevos retos planteados por las corrientes de alimentación cada vez mayores. Algunos problemas no son nuevos, como los requisitos de disipación de potencia que se derivan de la alta corriente, pero los niveles de corriente actuales han traído consigo nuevos problemas de diseño, como el área de funcionamiento seguro de los MOSFET y las técnicas de detección Kelvin para las resistencias de detección múltiple. La solución del controlador de intercambio en caliente LTC4218 12V/100A que se presenta aquí aborda específicamente estos problemas de diseño.