El amplificador operacional CMOS supera a los amplificadores bipolares en aplicaciones de precisión

Los LTC6081 y LTC6082 son amplificadores operacionales CMOS dobles y cuádruples de bajo offset, baja deriva y bajo ruido, con etapas de entrada y salida de carril a carril. Su deriva de desplazamiento máxima de 0,8µV/°C, corriente de polarización de entrada de 1pA, ruido de 1,3µV_p-p el LTC6081 y el LTC6082 tienen un producto de ancho de banda de ganancia de 3,6MHz, y cada amplificador consume sólo unos 330µA de corriente a una tensión de 0,1Hz a 10Hz. El LTC6081 y el LTC6082 tienen un producto de ancho de banda de ganancia de 3,6MHz, y cada amplificador consume sólo unos 330µA de corriente a una tensión de alimentación de 2,7 a 5,5V. El encapsulado DFN de 10 obleas del LTC6081 proporciona una función de apagado para reducir la corriente de alimentación de cada amplificador a 2µA.

Los amplificadores bipolares pueden tener un bajo desplazamiento y una baja deriva de desplazamiento, pero su corriente de polarización de entrada de nivel nA los hace inadecuados para aplicaciones de alta impedancia de entrada, como los amplificadores de fotodiodos. Los amplificadores CMOS suelen tener especificaciones de deriva de desplazamiento, CMRR y PSRR más bajas, por lo que no son adecuados para aplicaciones de precisión. Los amplificadores estabilizados por chopper, también conocidos como amplificadores de deriva cero, pueden conseguir una mayor desviación y deriva de desplazamiento debido a la cancelación de la desviación, pero tienen ruido de reloj y ruido de retroceso de muestreo. Por otro lado, los LTC6081 y LTC6082 son amplificadores operacionales CMOS de tiempo continuo que utilizan una metodología propia para mejorar su tensión de offset, su deriva de tensión de offset y su CMRR. Combinan las siguientes características: baja corriente de polarización de entrada, baja deriva de tensión de offset y bajo ruido.

La figura 2 muestra un típico amplificador de instrumentación con tres amplificadores operacionales. Si R1 = R2, R3 = R5 y R4 = R6, entonces

En esta estructura de dos etapas, la tensión diferencial pasa por la primera etapa de ganancia con una ganancia de 1 + 2 R1/R0, mientras que la tensión en modo común sólo tiene ganancia unitaria en la primera etapa, lo que mejora la CMRR. Hacer coincidir las relaciones R4/R3 y R6/R5 es esencial para la CMRR. La ganancia puede modificarse simplemente cambiando R0 sin afectar a la adaptación de las resistencias.

El desplazamiento de la referencia de entrada del amplificador es

Estadísticamente, el total de V_OS es √2 veces el V_OS de un solo amplificador operacional. Como un solo amplificador operacional LTC6081 tiene una deriva inferior a 0,8µV/°C, el amplificador de la figura 2 tendrá una deriva inferior a 1,1µV/°C. Uno de los inconvenientes del circuito de la figura 2 es que su rango de funcionamiento en modo común ya no es de carril a carril. Suponiendo que las tensiones de entrada en modo diferencial y común son V_IN(DM) y V_IN(CM) respectivamente, las tensiones de salida de los amplificadores operacionales A y B son entonces V_IN(CM) - (2R1/ R0)V_IN(DM) y V_IN(CM) + (2R1/R0)V_IN(DM) respectivamente. Así,

donde V⁺ y V^- son la tensión de alimentación positiva y negativa, respectivamente. Cuanto mayor sea la ganancia de la primera etapa o la señal diferencial de entrada, más estrecho será el rango de modo común de entrada. Para ampliar el rango de modo común de entrada, se puede reducir la ganancia de la primera etapa, pero esto comprometerá el rendimiento de la CMRR.

La figura 3 es un circuito reducido de la figura 2 con un buffer de ganancia unitaria en la etapa frontal. Este circuito puede alcanzar el rango de entrada de carril a carril. Como ya hemos dicho, no tendrá la elevada CMRR del circuito de la figura 2, ya que hemos reducido la ganancia de la etapa frontal a la unidad. Si se puede aliviar el requisito de la resistencia de entrada, la figura 3 puede reducirse a la figura 4, un amplificador diferencial de una sola etapa. La impedancia de las entradas no inversora e inversora es R3 y R5 + R6, respectivamente. Una ventaja evidente del LTC6081 es su bajísima corriente de polarización de entrada. Incluso con una resistencia de entrada de 1MΩ R3 o R5, la corriente de polarización de entrada de menos de 1pA del LTC6081 añadirá menos de 1µV a V_OS.

La discusión anterior supone una coincidencia perfecta de R4/R3 y R6/R5. Si

entonces la CMRR se degrada a

donde A_V es la ganancia diferencial del amplificador de instrumentación. Por ejemplo, con una ganancia de 10, para conseguir una CMRR de 80dB, el desajuste de R4/R3 y R6/R5 debe ser inferior al 0,1%. Esto es cierto para los tres circuitos anteriores. La ventaja del circuito de la figura 2 es que la ganancia puede colocarse en la etapa delantera para facilitar los requisitos de adaptación de la segunda etapa. La coincidencia de R1 y R2 en la figura 2 no es importante.

La figura 5 muestra el LTC6081 en un amplificador de termopar. Las resistencias de 1MΩ protegen el circuito hasta ±350V sin inversión de fase en la salida del amplificador. La IBIAS máxima del LTC6081 de 1pA da lugar a un diminuto error de temperatura de 0,05°C con la resistencia de protección de entrada de 1MΩ. El desfase de ±90µV en todo el rango de temperatura de funcionamiento garantiza un desfase de temperatura inferior a 2°C.

Los LTC6081 y LTC6082 son amplificadores operacionales dobles y cuádruples de alto rendimiento que combinan excelentes especificaciones de ruido, deriva de desplazamiento, CMRR, PSRR y corriente de polarización de entrada. Funcionan en una variedad de topologías sin comprometer el rendimiento. El LTC6081 está disponible en paquetes MSOP de 8 capas y DFN de 10 capas. El LTC6082 está disponible en paquetes SSOP y DFN de 16 terminales.