Diseño de un frontal analógico para mediciones de RTD

Introducción

Muchos diseñadores de sistemas utilizan ADCs Σ-Δ con RTDs (detectores de temperatura por resistencia) para las mediciones de temperatura, pero tienen dificultades para alcanzar el alto rendimiento especificado por la hoja de datos del ADC que utilizan. Por ejemplo, algunos diseñadores sólo pueden obtener 12-13 bits sin ruido de un ADC de 16-18 bits. Las técnicas de front-end presentadas en este artículo permitirán a los diseñadores conseguir más de 16 bits de rendimiento sin ruido en sus sistemas.

El uso de RTDs en una medición ratiométrica tiene la ventaja de eliminar fuentes de error como la precisión y la deriva de la fuente de corriente de excitación. A continuación se muestra un circuito típico de medición ratiométrica de un RTD de 4 hilos. La configuración de 4 hilos tiene la ventaja de eliminar el error debido a la resistencia de los hilos.

Del circuito anterior, podemos deducir las dos ecuaciones siguientes:

La expresión general utilizada para calcular la resistencia de la RTD (RRTD) cuando el ADC funciona en modo diferencial bipolar viene dada por :

donde :

Código_RTD es el código del CAD.

Código_{ADC_Fullscale} es el código de escala completa del CAD.

El valor de la resistencia medida de la RTD sólo está relacionado, en teoría, con la precisión y la deriva de la resistencia de referencia. Normalmente, R_REF es una resistencia precisa y de baja deriva con una precisión del 0,1%.

Cuando los ingenieros diseñan sus productos utilizando este tipo de circuito, añaden algunas resistencias y condensadores antes de la entrada analógica, clavijas de referencia externas para el filtrado de paso bajo y la protección contra la sobretensión, como se muestra en la figura 2. En este artículo, mostraremos qué hay que tener en cuenta a la hora de elegir las resistencias y los condensadores adecuados para obtener el mejor rendimiento de ruido.

En la figura 2 se observa que R₁, R₂, C₁, C₂y C₃ se utilizan como un filtro RC de paso bajo de primer orden que proporciona atenuación para las señales de tensión diferencial y de modo común. Los valores de R₁ y R₂ debe ser el mismo y de forma similar para los valores de C₁ y C₂. Del mismo modo, R₃, R₄, C₄, C₅y C₆ se utilizan como filtro de paso bajo para la ruta de referencia.

Filtro RC paso bajo en modo común

La figura 3 muestra el circuito equivalente del filtro paso bajo en modo común.

Como la tensión de modo común en el punto a es igual a la tensión en el punto b, no circula ninguna corriente por C₃. Por lo tanto, la frecuencia de corte del modo común puede expresarse como sigue

Filtro RC paso bajo en modo diferencial

Para entender mejor la frecuencia de corte del filtro RC paso bajo para señales diferenciales, el C₃ el condensador de la figura 4 puede considerarse como dos condensadores separados C_a y C_b en la Figura 5.

Según la figura 5, la frecuencia de corte del modo diferencial es :

Normalmente, el valor de C₃ es 10 veces mayor que el valor de C_cm. El objetivo es reducir los efectos introducidos por el C₁ y C₂. Por ejemplo, con un diseño de front-end analógico utilizado en la nota de circuito CN-0381 de Analog Devices, como se muestra en la Figura 6, la frecuencia de corte para las señales diferenciales es de aproximadamente 800 Hz y la frecuencia de corte para las señales de modo común es de 16 kHz.

Consideraciones sobre la resistencia y el condensador

Además de formar parte del filtro paso bajo, R₁ y R₂ también puede proporcionar protección contra la sobretensión. Si se utilizan resistencias de 3 kΩ antes del AD7124-4 A_EN en la Figura 6, éstos pueden proteger contra el mal cableado hasta 30 V. No se recomienda utilizar resistencias más grandes antes de los pines A_EN hay dos razones para ello. En primer lugar, generarán más ruido térmico. En segundo lugar, el A_EN los pines tendrán corrientes de entrada que fluyen a través de estas resistencias e introducen errores. Estas corrientes de entrada no tienen un valor constante y cuando se combinan con un desplazamiento entre ellas, generan un ruido que aumenta con el tamaño de las resistencias.

Los valores de las resistencias y los condensadores desempeñan un papel fundamental en la determinación del rendimiento del circuito final. Los diseñadores deben comprender los requisitos de su campo y calcular los valores de las resistencias y los condensadores según las ecuaciones anteriores. Para las piezas ADI Σ-Δ ADC y los microcontroladores analógicos de precisión con una fuente de corriente de excitación incorporada, se recomienda utilizar los mismos valores de resistencia y condensador antes del A_EN y las clavijas de referencia. Este diseño garantiza que la tensión de entrada analógica siga siendo ratiométrica con respecto a la tensión de referencia y que cualquier error en la tensión de entrada analógica debido a la deriva de la temperatura y al ruido de la corriente de excitación se compense con el cambio de la tensión de referencia.

Rendimiento del ruido medido en el ADuCM360 con medición ratiométrica

El ADuCM360 es un sistema de adquisición de datos de 24 bits y 3,9 kSPS totalmente integrado, que integra dos ADC multicanal de alto rendimiento Σ-Δ, un ARM^® Cortex^®-M3, y la memoria Flash/EE en un solo chip. También incorpora amplificadores de instrumentación de ganancia programable, una referencia de banda prohibida de precisión, fuentes de corriente de excitación programables, un multiplexor flexible y muchas otras características. Proporciona una interfaz directa con los sensores de temperatura resistivos.

Cuando se utiliza el ADuCM360 para realizar mediciones de RTD, la patilla REF- suele estar conectada a tierra, por lo que R₄ y C₅ en la figura 2 pueden eliminarse porque no fluye ninguna corriente a través de ellos. C₄ y C₆ están en paralelo, por lo que estos dos pueden sumarse. Sin embargo, como C₄ es mucho menor que C₆se puede ignorar. El resultado es el front-end analógico simplificado que se muestra en la Figura 7.

La tabla 1 muestra el nivel de ruido con filtros emparejados y no emparejados delante de las rutas de entrada analógica y de referencia. Se utiliza una resistencia de precisión de 100 Ω en lugar de R_RTD para medir la tensión de ruido en los pines de entrada del ADC. El valor de R_Ref es de 5,62 kΩ.

Tabla 1. Resultados de las pruebas de ruido

En la Tabla 1, podemos ver que utilizando un frontal analógico adaptado en el que los valores de R₁ y R₂ son iguales a R₃el ruido disminuye de unos 0,1 µV a 0,3 µV en comparación con el circuito no emparejado, lo que significa que el número de bits sin ruido del ADC aumenta de unos 0,25 bits a 16,2 bits con una ganancia PGA del ADC de 16.

Conclusión

Utilizando circuitos de filtro RC adecuados y eligiendo los valores correctos de la resistencia y el condensador en función de los requisitos del campo según las consideraciones presentadas en este artículo, los RTD en aplicaciones de medición ratiométrica pueden lograr resultados óptimos.

Referencias

Nota del circuito CN-0381. "Sistema de medición de RTD de 4 hilos totalmente integrado que utiliza un ADC Sigma-Delta de precisión de 24 bits y bajo consumo" Analog Devices, Inc.

Nota del circuito CN-0267. "Instrumento de campo completo de 4 mA a 20 mA alimentado por bucle con interfaz HART" Analog Devices, Inc.