Desmontaje de amplificadores de puesta a cero automática - Parte 1 | Dispositivos analógicos

Introducción

Cada vez que surge el tema de los amplificadores estabilizados por chopper o auto-cero, la primera pregunta inevitable es "¿Cómo funcionan realmente?" Además de la curiosidad sobre el funcionamiento interno de los dispositivos, la pregunta en la mente de la mayoría de los ingenieros puede ser: "La precisión de CC suena genial, pero ¿con qué tipo de comportamiento extraño tendré que vivir si uso uno de ellos en mi circuito y cómo ¿Puedo diseñar los problemas?" La Parte 1 de este artículo intentará responder a estas dos preguntas. En la Parte 2, que aparecerá en el próximo número, se mencionarán algunas aplicaciones muy populares y actuales para ilustrar las importantes ventajas de estas piezas, así como algunas de las desventajas.

Amplificadores Chopper - Cómo funcionan

Los primeros amplificadores chopper se inventaron hace más de 50 años para abordar la corriente de un amplificador de CC al convertir un voltaje de CC en una señal de CA. Las primeras implementaciones usaban acoplamiento de CA de la señal de entrada y demodulación síncrona de la señal de CA para devolver la señal de CC a la salida. Estos amplificadores tenían un ancho de banda limitado y requerían un filtrado posterior para eliminar los grandes voltajes de ondulación generados por la acción de recorte.

Los amplificadores estabilizados por chopper resolvieron las limitaciones de ancho de banda mediante el uso del amplificador chopper para estabilizar un amplificador de banda ancha tradicional que permanecía en la ruta de la señal (1). Los primeros diseños de chopper estabilizados no podían invertir la operación, ya que la salida del amplificador estabilizado estaba conectada directamente a la entrada no inversora del amplificador diferencial de banda ancha. Los amplificadores "chopper" modernos de IC en realidad utilizan un enfoque de cero automático utilizando una estructura de amplificador compuesta de dos o más etapas similar al esquema estabilizado por chopper. La diferencia es que las señales del amplificador estabilizado se conectan al amplificador principal o de banda ancha a través de un terminal de entrada de "cancelación" adicional, en lugar de una de las entradas diferenciales. Las señales de alta frecuencia pasan por alto la etapa de cancelación mediante una conexión directa al amplificador principal o mediante el uso de técnicas de anticipación, manteniendo así un cero estable en la operación de banda ancha.

Por lo tanto, esta técnica combina la estabilidad de CC y una buena respuesta de frecuencia con la accesibilidad de configuraciones inversoras y no inversoras. Sin embargo, puede producir señales espurias que contienen altos niveles de "ruido" de transferencia digital que limitan la utilidad del ancho de banda más amplio disponible. También provoca distorsión de intermodulación (IMD), que parece estar creando un alias entre la señal de reloj y la señal de entrada, lo que produce señales de error en las frecuencias de suma y diferencia. Más sobre eso más adelante.

El principio de la amplificación de cero automático

Los amplificadores de puesta a cero automática suelen funcionar en dos fases por ciclo de reloj, como se muestra en las Figuras 1a y 1b. El circuito simplificado muestra un amplificador cancelador (A_A), amplificador principal (banda ancha) (A_b), condensadores de almacenamiento (C_M1 etc._M2) e interruptores para entradas y capacitores de almacenamiento. El amplificador combinado se muestra en una configuración típica de ganancia de amplificador operacional.

yo Fase Ala etapa de cero automático (Figura 1a), la señal de entrada se aplica al amplificador principal (A_b) solamente; La entrada de cancelación del amplificador principal es alimentada por el voltaje almacenado en el capacitor C_M2; y el amplificador cancelador (A_A) automáticamente pone a cero, aplicando su voltaje de cancelación a C_M1. yo Etapa Bcon su voltaje de cancelación suministrado por C_M1el amplificador cancelador amplifica la diferencia de voltaje de entrada aplicada al amplificador principal y aplica el voltaje amplificado a la entrada canceladora del amplificador principal y C._M2.

Figura 1. Cambio de parámetros en el amplificador de cero automático.

Ambos amplificadores utilizan el modelo de amplificador operacional ajustable (Figura 2), con entradas diferenciales y una entrada de compensación de compensación.

En la etapa de cancelación (Etapa A-Figura 1a), las entradas del amplificador de cancelación se cortocircuitan entre sí y al terminal de entrada inversora (voltaje de entrada de modo común). El amplificador de cancelación cancela su propio voltaje de compensación integral por el voltaje opuesto requerido para hacer el producto de ese voltaje y devolver la ganancia incremental de la entrada de cancelación al terminal de cancelación aproximadamente igual a A_Aretardo de entrada (V_SE). El voltaje de cancelación también está impreso en C_M1. Mientras tanto, el amplificador principal se comporta como un amplificador operacional normal. El voltaje almacenado en C proporciona su voltaje de cancelación_M2.

Durante la etapa de salida (Etapa B-Figura 1b), las entradas del amplificador cancelador se conectan a las terminales de entrada del amplificador principal. contra_M1 continúa suministrando el voltaje de corrección de compensación requerido desde el amplificador cancelador. La señal de entrada de diferencia es amplificada por el amplificador de cancelación y es amplificada adicionalmente por la ganancia incremental del circuito de entrada del amplificador de cancelación principal. También se amplifica directamente con la ganancia del propio amplificador principal (A_b). La retroalimentación del amplificador operacional hará que el voltaje de salida del amplificador de cancelación sea el voltaje requerido en la entrada de cancelación del amplificador principal para llevar la diferencia de voltaje de entrada del amplificador principal a casi cero. Amplificador A_ALa salida también está impresa en el condensador de almacenamiento C_M2que mantendrá este voltaje requerido durante la siguiente fase A.

La ganancia de CC total del amplificador de bucle abierto es aproximadamente igual al producto de la ganancia del amplificador de cancelación y la ganancia del terminal de cancelación del amplificador de banda ancha. La tensión de compensación efectiva total es aproximadamente igual a la suma de las tensiones de compensación del amplificador principal y del amplificador de cancelación, dividida por la ganancia en el terminal de cancelación del amplificador principal. Una ganancia muy alta en este terminal da como resultado un voltaje de compensación efectivo muy bajo para el amplificador general.

Cuando el ciclo vuelve a la fase de cancelación, la tensión almacenada en C_M2 continúa corrigiendo efectivamente la compensación de CC del amplificador principal. El ciclo desde la etapa de cancelación hasta la etapa de salida se repite continuamente a una velocidad establecida por el reloj interno y el circuito lógico. (Para obtener información detallada sobre la teoría de funcionamiento del autoamplificador, consulte las hojas de los amplificadores AD8551/AD8552/AD8554 o AD8571).

Características del amplificador Cero automático

Ahora que hemos visto cómo funciona el amplificador, veamos cómo se comporta en comparación con un amplificador "normal". Primero, tenga en cuenta que el mito comúnmente escuchado sobre los amplificadores de puesta a cero automática es falso: el producto del ancho de banda de ganancia del amplificador general no relacionado con la frecuencia del reloj hash. Aunque las frecuencias de reloj recortadas suelen oscilar entre unos pocos cientos de Hz y varios kHz, el producto del ancho de banda de ganancia y el ancho de banda de ganancia unitaria de muchos amplificadores de cero automático recientes es de 1 a 3 MHz, y puede ser incluso mayor.

Algunas características muy deseables se pueden extraer fácilmente de la descripción de la operación: La ganancia de voltaje de bucle abierto de CC, el producto de las ganancias de dos amplificadores, es muy grande, por lo general más de 10 millones o 140 dB. El voltaje de compensación es muy bajo debido al efecto la gran ganancia del terminal de cancelación en el desplazamiento bruto del amplificador. Los voltajes de compensación típicos para los amplificadores de cero automático son del orden de microvoltios. El voltaje de compensación de bajo valor eficaz también afecta los parámetros relacionados con los cambios de voltaje de compensación de CC: CMR y DC PSR, que normalmente superan los 140 dB. Dado que el voltaje de compensación se "corrige" continuamente, el tiempo de compensación de compensación es extremadamente pequeño, solo 40-50 nV por mes. Lo mismo es cierto para los efectos de la temperatura; ¡El coeficiente de compensación de temperatura para un amplificador bien diseñado de este tipo es de solo unos pocos nanovoltios por °C!

Una consecuencia menos obvia del funcionamiento del amplificador es la característica de "ruido 1/f" de baja frecuencia. En los amplificadores "normales", la densidad espectral del ruido del voltaje de entrada aumenta exponencialmente de manera inversa con la frecuencia por debajo de la frecuencia de "esquina", que puede oscilar entre unos pocos Hz y unos pocos cientos de Hz. Este ruido de baja frecuencia es como un error de compensación del automóvil. - circuito de corrección del amplificador chopper estabilizado o auto-cero. La acción de autocorrección se vuelve más efectiva a medida que la frecuencia se acerca a la CC. Debido a la acción del interruptor de alta velocidad en un amplificador de cero automático, el ruido de baja frecuencia es relativamente plano hasta CC (¡sin ruido 1/f!). Esta falta de ruido 1/f puede ser una gran ventaja en aplicaciones de baja frecuencia donde los intervalos de muestra largos son comunes.

Dado que estos dispositivos tienen entradas MOS, las corrientes de polarización, así como el ruido de corriente, son muy bajos. Sin embargo, por la misma razón, el rendimiento de ruido de voltaje de banda ancha es generalmente moderado. Las entradas MOS tienden a ser ruidosas, especialmente en comparación con los amplificadores de procesamiento bipolar de precisión, que usan dispositivos de entrada grandes para mejorar la coincidencia y, a menudo, tienen corrientes de cola de etapa de entrada generosas. Dispositivos analógicos Los amplificadores AD855x tienen aproximadamente la mitad del ruido de la mayoría de los componentes de la competencia. Sin embargo, hay margen de mejora y varios fabricantes (incluido ADI) han anunciado planes para futuros amplificadores de cero automático de bajo ruido.

Inyección de carga [capacitive coupling of switch-drive voltage into the capacitors] ocurre cuando los interruptores hash se abren y cierran. Este y otros efectos de conmutación generan transitorios de "ruido" de voltaje y corriente en la frecuencia de reloj recortada y sus armónicos. Estos artefactos de ruido son significativos en relación con el piso de ruido de banda ancha del amplificador; pueden ser una fuente importante de error si se encuentran en la banda de frecuencia de interés para la ruta de señalización. Peor aún, este cambio introduce distorsión intermodular en la señal de salida, generando señales de error adicionales en las frecuencias de suma y diferencia. Si está familiarizado con los sistemas de datos de muestra, esto se parecerá mucho al alias entre la señal de entrada y la señal del reloj con sus armónicos. En realidad, las pequeñas diferencias entre el ancho de banda de ganancia del amplificador en la etapa de cancelación y el de la etapa de salida hacen que la ganancia de bucle cerrado alterne entre valores ligeramente diferentes a la velocidad del reloj. La amplitud del IMD depende de la adaptación interna y no está relacionada con la amplitud del "ruido" del reloj. Los productos de distorsión armónica e IMD suelen sumar entre -100 y -130 dB más la ganancia de circuito cerrado (en dB), en relación con la señal de entrada. Verá a continuación que las técnicas de circuitos simples pueden limitar los efectos de IMD y el ruido del reloj cuando están fuera de banda.

Varios diseños recientes de amplificadores automáticos con nuevos esquemas de reloj, incluida la familia AD857x de Analog Devices, han logrado destruir drásticamente este comportamiento. Los dispositivos de esta familia evitan los problemas que surgen de una frecuencia de reloj única mediante el uso de una técnica de reloj de espectro ensanchado (patentado), que esencialmente elimina el ruido aleatorio espurio asociado con el chopper. Dado que ya no hay un solo pico de frecuencia en el ruido de conmutación intrínseco o señales "envueltas", estos dispositivos se pueden usar en anchos de banda de señal más allá de la frecuencia de corte nominal sin que aparezca una señal de error significativa en la banda. Dichos amplificadores son mucho más útiles para anchos de banda de señal por encima de unos pocos kHz.

Algunos dispositivos recientes han utilizado una frecuencia de conmutación ligeramente más alta, lo que también puede ampliar el ancho de banda útil. Sin embargo, este enfoque puede degradar V_SE aumentar el rendimiento y la corriente de polarización de entrada (consulte a continuación los efectos de inyección de carga); Las compensaciones de diseño deben sopesarse cuidadosamente. El cuidado real tanto en el diseño como en la distribución puede ayudar a minimizar las transiciones.

Como se mencionó anteriormente, casi todos los amplificadores monolíticos tienen etapas de entrada MOS de cero automático, lo que generalmente da como resultado corrientes de polarización de entrada bastante bajas. Esta es una característica muy deseable si existen grandes barreras de fuentes. Sin embargo, la inyección de carga produce efectos inesperados en el comportamiento de la corriente de polarización de entrada.

A baja temperatura, la fuga de la puerta y la fuga del diodo de protección de entrada son muy pequeñas, por lo que la principal fuente de corriente de polarización de entrada es la inyección de carga en los MOSFET de entrada y los transistores de conmutación. La inyección de carga ocurre en direcciones opuestas en las entradas inversoras y no inversoras, por lo que las corrientes de polarización de entrada tienen polaridades opuestas. En consecuencia, el la corriente de compensación de entrada es mayor que la corriente de polarización de entrada. Afortunadamente, la corriente de polarización debida a la inyección de carga es relativamente baja, entre 10 y 20 pA, y es relativamente insensible al voltaje de modo común.

Cuando la temperatura del dispositivo supera los 40-50 ° C, la corriente de fuga inversa de los diodos de protección de entrada será dominante; y la corriente de polarización de entrada aumenta rápidamente con la temperatura (las corrientes de fuga se duplican aproximadamente por cada aumento de 10 °C). Las corrientes de fuga en todas las entradas tienen la misma polaridad, por lo que a estas altas temperaturas, la corriente de compensación de entrada es menor que la corriente de polarización de entrada. La corriente de polarización de entrada en este rango de temperatura depende en gran medida del voltaje de modo común de entrada, porque el voltaje de polarización inversa en los diodos de protección cambia inversamente con el voltaje de modo común. En circuitos con diodos de protección conectados a ambos rieles de suministro, la polaridad de la corriente de polarización cambia a medida que el voltaje de modo común oscila en el rango de voltaje de suministro.

Debido a la presencia de capacitores de almacenamiento, muchos amplificadores de cero automático requieren mucho tiempo para recuperarse de la saturación de salida (lo que se conoce como recuperación de sobrecarga). Esto es especialmente cierto para los circuitos que utilizan condensadores externos. Los diseños más nuevos que usan condensadores internos se recuperan más rápido, pero aún tardan milisegundos en recuperarse. Las familias AD855x y AD8571 se recuperarán aún más rápido, aproximadamente a la misma velocidad que los amplificadores "normales", en menos de 100 µs. Esta comparación también se aplica al tiempo de estabilización en el encendido.

Finalmente, debido al complejo circuito adicional requerido para la función de autocorrección, los amplificadores de cero automático requieren más corriente de reposo para el mismo nivel de rendimiento de CA (ancho de banda, velocidad de respuesta, ruido de voltaje y tiempo de establecimiento) que los no amplificadores comparables. amplificadores picados. Incluso los amplificadores de potencia de cero automático con corriente de reposo más baja requieren cientos de microamperios; y tienen un ancho de banda muy pequeño de 200 kHz con un ruido de banda ancha de casi 150 nV/ÖHz a 1 kHz. Por el contrario, algunos amplificadores bipolares y CMOS estándar proporcionan aproximadamente el mismo ancho de banda, con menos ruido, a menos de 10 µA de corriente de reposo.

Aplicaciones

A pesar de todas las diferencias mencionadas anteriormente, no hay mucha diferencia entre la implementación de amplificadores cero y la implementación del amplificador operacional. En el próximo número, la Parte 2 de este artículo analizará las consideraciones de aplicación y brindará aplicaciones de ejemplo en derivaciones de corriente, sensores de presión y otros puentes de presión, sensores infrarrojos (termopilas) y referencias de voltaje de precisión.

Nota

(1) Edwin Goldberg y Jules Lehmann, patente estadounidense 2.684.999: amplificador de CC estabilizado.