Detección de corriente lateral de alta tensión con amplio rango dinámico: tres soluciones

Introducción

La detección de corriente es una función crítica necesaria para un control preciso en bucle cerrado en aplicaciones como el control de motores, el control de solenoides, la infraestructura de comunicaciones y la gestión de la energía. Los usos finales van desde aplicaciones industriales y de automoción críticas para la seguridad hasta dispositivos portátiles, donde la potencia y la eficiencia son esenciales. La monitorización precisa de la corriente permite a los diseñadores obtener información instantánea crucial, como el par motor basado en la corriente del motor, la eficiencia de un convertidor CC-CC, o la corriente de polarización en el transistor de potencia LDMOS (MOS de dispersión lateral) de una estación base, o información de diagnóstico, como el cortocircuito a tierra.

Para comprender las principales compensaciones, opciones y retos a los que se enfrentan los diseñadores de sistemas a la hora de seleccionar el sensor de corriente más preciso y rentable para una placa de circuito impreso, examinamos de cerca la detección de corriente en la monitorización de la corriente de polarización LDMOS en los amplificadores de potencia de las estaciones base de telefonía móvil y otras aplicaciones relevantes.

Es necesario controlar la corriente en los amplificadores de potencia de las estaciones base, especialmente con los métodos de modulación más complejos utilizados en 3G y LTE, donde la relación entre la potencia máxima y la media varía de 3,5 dB (aproximadamente 2,2 a 1) en el caso de 3G W-CDMA a 8,5 dB (aproximadamente 7,1 a 1) en el caso de LTE OFDM, en comparación con los 3 dB (aproximadamente 2 a 1) de la más popular 2G de una sola portadora GSM. Una de las funciones del bucle de control es controlar la corriente de polarización del LDMOS, lo que permite modular correctamente la polarización del LDMOS para una potencia de salida determinada. Normalmente, esta corriente de polarización de CC tiene un amplio rango dinámico basado en el funcionamiento, el máximo o el menor. Para el diseñador, esto significa que se necesita un sensor de corriente preciso para controlar una corriente que puede oscilar entre 50 mA (o tan baja como 15 mA)¹ a 20 A, mientras que el drenaje del LDMOS está polarizado a una tensión alta de 28 V a 60 V. Utilizar una resistencia de derivación para controlar esta corriente significa que el diseñador se limita a una derivación muy pequeña que no disipará demasiada potencia cuando la corriente del LDMOS sea de 20 A. Como ejemplo, incluso una derivación de 10 mΩ disipará 4 W a la corriente máxima.

Aunque hay resistencias en derivación para manejar esta potencia, una disipación de potencia menor podría ser un requisito de la placa. Pero la elección de valores de resistencia tan bajos significa que a corrientes bajas, digamos 50mA, la tensión a través de la derivación de 10mΩ es extremadamente baja (500 μV), lo que dificulta la monitorización precisa, con un circuito que también tiene que soportar una alta tensión de modo común.

Este artículo se centrará en proporcionar soluciones de detección de corriente que puedan ayudar a los diseñadores a controlar con precisión una amplia gama de corrientes de CC en presencia de altas tensiones de modo común. También se prestará especial atención al rendimiento de la temperatura, un parámetro crítico que a menudo no es fácil de calibrar, pero que debe abordarse en el caso de los amplificadores de potencia para exteriores. Aquí se describen tres enfoques de solución opcionales -en orden descendente de complejidad de diseño- que proporcionan una detección de corriente viable de alta precisión y alta resolución para una variedad de aplicaciones.

1. Utiliza componentes discretos, como amplificadores operacionales, resistencias y diodos Zener, para construir un sensor de corriente. Esta solución utiliza el amplificador de deriva cero AD8628 como componente clave.
2. Consigue un mayor nivel de integración utilizando un monitor de derivación de corriente bidireccional de alto voltaje, como el AD8210, con componentes externos adicionales para ampliar el rango dinámico y la precisión.
3. Utiliza un dispositivo optimizado para la aplicación, como el nuevo AD8217, un sensor de corriente sin deriva, fácil de usar y altamente integrado, con un rango de tensión en modo común de entrada de 4,5 V a 80 V.

Configuración de un amplificador operacional estándar para la detección de la corriente de lado alto

La figura 1 muestra una solución basada en un op-amp discreto utilizando el AD8628. La misma configuración es válida con otros op-amps, pero las características específicas requeridas son una baja tensión de offset de entrada, una baja deriva de la tensión de offset, una baja corriente de polarización de entrada y una capacidad de oscilación de entrada y salida de carril a carril, si es posible. Otros amplificadores recomendados son el AD8538, el AD8571 y el AD8551.

Este circuito controla la corriente del lado alto, I. El amplificador está polarizado en a través del diodo Zener, que en este caso es de 5,1 V. Su uso garantiza que el amplificador funcione con seguridad en el nivel alto de modo común y que su tensión de alimentación permanezca estable y dentro de los límites de alimentación permitidos, mientras la salida es convertida en corriente por el MOSFET - y en una tensión referenciada a tierra por el R_L. De este modo, la tensión de salida puede alimentar convertidores, procesadores analógicos y otros componentes conectados a tierra, como amplificadores operacionales o comparadores, para el posterior acondicionamiento de la señal.

En esta configuración, la tensión a través de R_G es igual a la tensión a través de R_SHUNT porque la retroalimentación a través del MOSFET mantiene las dos entradas del amplificador operacional de alta impedancia a la misma tensión. La corriente a través de R_G atraviesa el FET y R_L para desarrollar V_SALIDA. La relación entre la corriente, I, que circula por la resistencia shunt y V_SALIDA se expresa mediante la ecuación 1 :

(1)

R_SHUNT Selección : El valor máximo de R_SHUNT está limitado por el consumo de energía permitido a la corriente máxima. El valor mínimo de R_SHUNT está limitado por el rango de entrada y el presupuesto de error del amplificador operacional. Normalmente, el valor de R_SHUNT es de 1 mΩ a 10 mΩ para controlar corrientes superiores a 10 A. Si una sola resistencia no puede cumplir los requisitos de consumo de energía o es demasiado grande para la placa de circuito impreso, R_SHUNT puede tener que estar compuesta por varias resistencias en paralelo.

R_G Selección : R_G se utiliza para transferir una corriente proporcional a la corriente del lado de alta al lado de baja. La corriente máxima R_G está limitada por la corriente de fuga de drenaje-fuente del MOSFET de canal P. Por ejemplo, considera el transistor DMOS de canal P común vertical en modo de mejora BSS84. La corriente máxima I_DSS en diferentes condiciones se muestra en la Tabla 1.

Tabla 1. Corriente de fuga de la fuente de drenaje

Considera el ejemplo de la monitorización de la corriente de drenaje del LDMOS, con un modo común de 28 V y I_DSS de 100 nA. El espejo de la corriente mínima a través de R_L debe ser al menos 20 veces I_DSS. Como resultado

El mínimo R_G está limitado por el consumo de corriente de espejo admisible con la máxima corriente de carga

R_BIAS Selección : La corriente a través de R_{BIASse divide para producir la corriente de reposo del amplificador operacional y la tensión esencialmente constante del diodo Zener, VZ(que determina la tensión de alimentación del amplificador operacional). Asegúrate de que la corriente que pasa por el diodo Zener no supera su corriente máxima regulada, IZ_MAXcuando la corriente del amplificador es demasiado baja, ISUMINISTROes esencialmente cero y VEN es el máximo:}

Para garantizar una tensión estable para el diodo, la corriente que lo atraviesa debe ser mayor que su corriente mínima de funcionamiento, I_{Z_MIN}cuando I_SUMINISTRO es el máximo y V_EN es el mínimo:

El diodo Zener y R_BIAS son los componentes clave de esta solución, ya que eliminan la elevada tensión de modo común de los circuitos siguientes y permiten utilizar un amplificador operacional de precisión de baja tensión. Para mejorar la estabilidad de la tensión, el diodo Zener debe tener una baja resistencia dinámica y una baja deriva de temperatura.

R₁ Selección : R₁ se utiliza para limitar la corriente de entrada al amplificador si los transitorios de entrada superan la tensión de alimentación del amplificador operacional. Se recomienda una resistencia de 10 kΩ.

Tensión de compensación, V_OSy la corriente de compensación, I_OSdel amplificador operacional elegido son esenciales, especialmente con valores de resistencia de derivación bajos y corrientes de carga bajas V_OS + I_OS × R₁ debe ser menor que I_MIN × R_SHUNTo el amplificador puede estar saturado. Por lo tanto, es preferible utilizar un amplificador de entrada de carril a carril con distorsión de cruce cero para obtener un rendimiento óptimo.

Otra cuestión a tener en cuenta para esta solución discreta es la deriva de la temperatura. Aunque se utilice un amplificador de deriva cero, es muy difícil o caro optimizar las derivas causadas por los componentes discretos: el diodo Zener, el MOSFET y las resistencias. Según la Tabla 1, la deriva máxima I_DSS del MOSFET aumenta de -10 μA a -60 μA cuando la temperatura de funcionamiento aumenta de 25°C a 125°C con V_GS = 0 V y V_DS = -50 V. Esta deriva degradará la precisión del sistema en función de la temperatura, especialmente cuando la corriente monitorizada sea baja. La deriva del diodo Zener afectará a la estabilidad de la alimentación del amplificador, por lo que el amplificador utilizado debe tener un alto rechazo de la alimentación (PSR).

Además, los diseñadores deben tener en cuenta la baja eficiencia energética de esta solución: una gran cantidad de energía es consumida por R_BIAS. Por ejemplo, si la tensión de modo común del bus es de 28 V, la salida de tensión del diodo Zener es de 5,1 V, y R_BIAS es una resistencia de 1000-Ω, el circuito disipará más de 0,52 W de potencia no deseada. Esto se suma al presupuesto de consumo de energía y debe tenerse en cuenta.

Detección de corriente en el lado alto con el AD8210 y componentes externos

La figura 2a muestra un diagrama de bloques simplificado del monitor de derivación de corriente de alta tensión bidireccional integrado AD8210; la figura 2b muestra una aplicación unidireccional con una referencia de tensión externa.

El AD8210 amplifica una pequeña tensión diferencial de entrada generada por una corriente positiva o negativa a través de la resistencia de derivación. El AD8210 rechaza las altas tensiones de modo común (hasta 65 V) y proporciona una salida con buffer referenciada a tierra.

Como se muestra en la figura 2a, consta de dos bloques principales, un amplificador diferencial y un amplificador de instrumentación. Los terminales de entrada se conectan al amplificador diferencial A1 a través de R₁ y R₂. A1 anula la tensión que aparece en sus propios terminales de entrada ajustando las pequeñas corrientes a través de R₁ y R₂ con Q1 y Q2. Cuando la señal de entrada al AD8210 es de 0 V, las corrientes en R₁ y R2 son iguales. Cuando la señal diferencial es distinta de cero, la corriente aumenta en una resistencia y disminuye en la otra. La diferencia de corriente es proporcional al tamaño y la polaridad de la señal de entrada.

Las corrientes diferenciales a través de Q1 y Q2 se convierten en una tensión diferencial mediante R₃ y R₄. A2 está configurado como amplificador de instrumentación. La tensión diferencial se convierte en una tensión de salida desequilibrada mediante A2. La ganancia se ajusta internamente a 20 V/V con resistencias de película fina ajustadas con precisión.

La tensión de referencia de salida se ajusta fácilmente con el botón V_REF1 y V_REF2 pines. En una configuración típica para manejar el flujo de corriente bidireccional, V_REF1 está conectada a V_CC mientras que V_REF2 se conecta a GND. En este caso, la salida se centra en V_CC/Cuando la señal de entrada es de 0 V, es decir, con una alimentación de 5 V, la salida se centra en 2,5 V. La salida será superior o inferior a 2,5 V, según el sentido de la corriente a través de la resistencia de derivación.

Esta configuración funciona bien para aplicaciones de carga/descarga, pero si el usuario necesita utilizar todo el rango de salida para medir el flujo de corriente unidireccional, el circuito de la figura 2b muestra una forma típica de utilizar una fuente externa para ajustar el rango. En este caso, un divisor resistivo es amortiguado por un amplificador operacional para conducir el V_REF1 y V_REF2 pines, conectados entre sí, para compensar la salida.

Es difícil que el amplificador por sí solo controle la corriente de carga a medida que se acerca a cero. Con una alimentación de 5 V, el AD8210 especifica un rango de salida lineal con una salida mínima de 50 mV y una salida máxima de 4,9 V. Considera una aplicación en la que la resistencia de derivación es de 10 mΩ. La corriente mínima que lo atraviesa debe ser superior a 250 mA para que la salida del AD8210 sea mayor que su punto más bajo de 50 mV.

La configuración mostrada en la Figura 2b añade un desplazamiento para poder medir corrientes más pequeñas. La relación entre la tensión de salida y la corriente del monitor, basada en una ganancia del amplificador de 20 V/V, puede calcularse como en la ecuación 2 :

(2)

Por ejemplo, utilizando resistencias, R₁ y R2, de 9800 Ω y 200 Ω, respectivamente, la tensión de desplazamiento será de 100 mV. Cuando la entrada diferencial es de 0 V, la salida del AD8210 será ahora de 100 mV, seguramente en el rango lineal. Si el rango de la corriente de derivación está entre 50 mA y 20 A, con R_{SHUNT= 10 mΩ, el rango de entrada sería de 0,5 mV a 200 mV; y el rango de salida del AD8210 es de 10 mV a 4 V más la tensión de offset, es decir, de 0,11 V a 4,1 V, muy dentro del rango lineal especificado del AD8210.}

De hecho, utilizando esta configuración, el diseñador puede compensar la salida del AD8210 en cualquier punto de su rango de suministro para manejar rangos de corriente arbitrarios con cualquier grado de desviación. Es conveniente utilizar un amplificador operacional para amortiguar el divisor de tensión, ya que las resistencias sintonizadas con precisión están conectadas internamente a las entradas de referencia, por lo que, para obtener los mejores resultados, estas entradas deben manejarse a baja impedancia. Algunos ejemplos de amplificadores operacionales de precisión de bajo coste que pueden utilizarse para amortiguar la referencia externa son el AD8541, el AD8601, el AD8603, el AD8605, el AD8613, el AD8691 y el AD8655.

En comparación con la solución discreta, esta solución integrada requiere que el monitor de derivación de corriente tenga un rango de tensión de modo común y un desplazamiento de salida elevados, si el rango de tensión de salida no puede cumplir los requisitos del rango de detección de corriente. Pero puede manejar el control de la corriente bidireccional, y evita los problemas de deriva de temperatura y consumo de energía descritos anteriormente. Se garantiza que la deriva de offset y la deriva de ganancia del AD8210 son de un máximo de 8 µV/°C y 20 ppm/°C, respectivamente. Y si, por ejemplo, se utilizara el AD8603 como buffer, aportaría un desplazamiento de sólo 1 µV/°C, que puede despreciarse en comparación con la ya pequeña deriva de tensión de desplazamiento del AD8210. El consumo de energía del divisor, R₁ y R₂es

o sólo 1,2 mW, utilizando los parámetros de la Figura 2b.

Monitorización de la corriente de lado alto con el AD8217 con deriva cero

Recientemente, Analog Devices ha presentado el AD8217, un sensor de corriente de alto voltaje con ancho de banda de 500 kHz y deriva cero, diseñado específicamente para mejorar la resolución y la precisión en amplios rangos de temperatura, modo común de entrada y tensión diferencial. La figura 3a muestra un diagrama de bloques simplificado del dispositivo; la figura 3b lo muestra en una aplicación típica.

Para medir corrientes muy pequeñas a través de una pequeña resistencia de derivación, el AD8217 tiene un rango de salida mínimo de 20 mV a lo largo de la temperatura, lo que supone una mejora con respecto al rango de 50 mV del AD8210. Así, si la corriente de carga mínima controlada a través de la derivación produce una salida mínima de 20 mV, que corresponde a una entrada mínima de 1 mV, del sensor de corriente, el usuario puede seleccionar el AD8217 configurado como se muestra en la figura 3b. La relación entre la tensión de salida del AD8217 y la corriente de entrada puede calcularse como la ecuación 3 :

(3)

El AD8217 tiene un regulador de baja caída (LDO), que proporciona una alimentación de tensión constante al amplificador. El LDO soporta la alta tensión de modo común, que puede oscilar entre 4,5 V y 80 V, realizando esencialmente una función similar a la del diodo Zener de la figura 1.

El AD8217 tiene una ganancia ajustada en fábrica de 20 V/V, con un error máximo de ganancia de ±0,35% en todo el rango de temperatura. El desplazamiento inicial, especificado en ±300 µV sobre temperatura, y la diminuta deriva de temperatura, ±100 nV/°C, mejorarán cualquier presupuesto de error. La tensión de salida amortiguada se conecta directamente con cualquier convertidor analógico-digital típico. Independientemente del modo común, el AD8217 proporciona la tensión de salida correcta cuando el diferencial de entrada es de al menos 1 mV. Utilizando una resistencia de derivación de 10 mΩ, como en el caso anterior, la corriente mínima puede ser de 100 mA.

La solución de un solo chip evita los problemas de deriva de temperatura y consumo de energía de la solución discreta.

Comparación de los resultados de rendimiento

En la siguiente sección se presentan los resultados de las pruebas obtenidas al comparar los tres métodos diferentes. La corriente de entrada a través de la derivación se ajustó cambiando tanto la tensión de entrada como la resistencia de carga. En los datos, se realizó una calibración inicial para eliminar los errores iniciales de ganancia y desplazamiento asociados a todas las piezas utilizadas en nuestra placa.

La figura 4 es un gráfico de linealidad de la tensión de salida a través de R_L en función de los valores bajos de la corriente de entrada que circula por R_SHUNTmedido con el circuito de la figura 1 R_SHUNT es de 10 mΩ R_G es 13 Ω R_BIAS es de 100 Ω R₁ es de 10 kΩ; la resistencia de carga es de 200 Ω R_L es de 200 Ω; la salida del diodo Zener es de 5,1 V; el amplificador operacional es AD8628; el MOSFET es BSS84. El error relativo máximo es del 0,69%, y la media es del 0,21% tras la calibración.

La figura 5 es un gráfico de linealidad de la tensión de salida del AD8210 frente a valores bajos de la corriente de entrada a través de R_SHUNTmedido con el circuito de la figura 2b R_SHUNT es de 10 mΩ R₁ es de 20 kΩ R₂ es de 0,5 kΩ; la resistencia de carga es de 200 Ω. El buffer de referencia externo es un AD8603. El error relativo máximo es del 0,03%, y la media es del 0,01% tras la calibración.

La figura 6 es un gráfico de linealidad de la tensión de salida del AD8217 en función de valores bajos de la corriente de entrada que circula por R_SHUNT en el circuito de la figura 3b R_SHUNT es de 10 mΩ, y la resistencia de carga es de 50 Ω. El error relativo máximo es de 0,088%, y la media es de 0,025% tras la corrección lineal.

Ten en cuenta que las pruebas se concentraron necesariamente en el extremo inferior de la gama y no cubrieron todo el rango de 50 mA a 20 A. La razón es que el reto de la linealidad se encuentra principalmente en la parte del rango en la que la tensión de salida es baja (corriente unipolar baja).

También se realizaron experimentos de temperatura para cada solución a -40°C, +25°C y +85°C. La tabla 2 muestra el error relativo máximo y el error medio al utilizar el mismo factor de corrección a +25°C para calibrar los datos a -40°C y +85°C.

Tabla 2. Error máximo y medio a diferentes temperaturas utilizando el mismo factor de corrección

Si se dispone de un sensor de temperatura para utilizar en el sistema, se pueden utilizar diferentes factores de corrección para calibrar los datos a diferentes temperaturas, pero con un mayor coste de componentes y de fabricación. La tabla 3 muestra el error relativo máximo y el error medio cuando se utilizan diferentes factores de corrección a -40°C, +25°C y +85°C.

Tabla 3. Error máximo y medio a diferentes temperaturas utilizando diferentes factores de corrección

Los experimentos de temperatura muestran la gran precisión disponible en amplios rangos de temperatura con dispositivos que utilizan la tecnología de autocero, especialmente en el caso del AD8217.

Conclusión

Los resultados de las pruebas demuestran que las tres soluciones pueden utilizarse para la detección de corriente en el lado alto con un amplio rango dinámico: las salidas son lineales en las tres soluciones, mientras que la solución que utiliza el AD8217 es la que ofrece el mejor rendimiento de error sin necesidad de una fuente de alimentación independiente. La característica de deriva de desplazamiento de ±100-nV/°C también es ideal para conseguir el rendimiento más preciso en el rango de temperatura de -40°C a +125°C. Desde el punto de vista del diseño del sistema, la solución de un solo chip ahorra espacio en la placa de circuito impreso, facilita el diseño de la placa, reduce el coste del sistema y mejora la fiabilidad. Estos resultados son especialmente aplicables a las aplicaciones de detección de corriente unidireccional, en las que el rango de corriente de carga es amplio y el rango dinámico es crítico.

Según los resultados de estas pruebas, la solución AD8217 es la más adecuada de las tres opciones para la detección y monitorización unidireccional de la corriente de lado alto con un amplio rango dinámico. También observamos que el AD8210 ofrece un funcionamiento hasta 0 V en las entradas, lo que podría ser beneficioso en condiciones de cortocircuito a tierra. Ten en cuenta también que el AD8210 es capaz de monitorizar en un solo chip el flujo de corriente bipolar, como en las aplicaciones de carga/descarga.

La calibración y la detección de la temperatura se recomiendan en los diseños de sistemas prácticos que requieren el mejor rendimiento del sistema.

Благодарность

El Sr. Ryan Du contribuyó a la configuración de la solución discreta y a la parte de las mediciones de este artículo durante sus prácticas en Analog Devices.

¹Según el Grupo de Normas de Interfaz de Antena (AISG) 1.1.