Guía de diseño del controlador de línea ADSL, parte 2

La primera parte de este artículo apareció en Tecnología lineal X:1 (febrero de 2000) y también está disponible en el sitio web de Linear Technology. Trata de las distintas normas DSL, las características de las señales DSL, el diseño de controladores diferenciales para DSL y los requisitos de los amplificadores utilizados en esta aplicación.

Es muy importante tener en cuenta los requisitos de potencia del conductor de línea en las aplicaciones DSL. Aunque un nivel de potencia nominal de 100mW_RMS o menos en una carga de 100Ω no parece mucha potencia, el driver tiene que manejar grandes picos de señal y, por tanto, requiere una tensión de alimentación mayor que la nominal. Esto aumenta tanto la disipación de potencia en el paquete del driver como la capacidad de corriente máxima necesaria para la alimentación. Este problema se hace más crítico en los diseños de la officina central, donde se incluyen muchos puertos DSL en una sola placa alimentada por una sola fuente de alimentación. Además, el calor generado por los conductores debe gestionarse adecuadamente para garantizar un funcionamiento fiable.

Esta sección proporciona los cálculos necesarios para determinar las tensiones, corrientes y disipación de potencia de un controlador ADSL de cualquiera de las dos normas. Puede ser muy útil colocar estas ecuaciones en una hoja de cálculo para poder observar rápidamente el efecto de las diferentes variables de diseño en el sistema global. Suponiendo que se haya seleccionado un driver de banda ancha y baja distorsión (los LT1795 y LT1886 son opciones excelentes), las tres cuestiones más importantes del sistema que hay que tener en cuenta son la tensión de alimentación total, la corriente de salida máxima y la disipación de potencia del driver requerida.

Para estos cálculos, las tensiones eficaces requeridas se tratan como niveles de corriente continua para estimar la disipación de energía. En un diseño DSL real, este enfoque sobreestima la disipación de energía típica con una señal DMT en un 10-20%, porque la transmisión de datos no siempre se realiza al máximo nivel de potencia de salida. La inteligencia DSP integrada en el sistema ajusta automáticamente el nivel de potencia transmitida y el espectro de frecuencias para cada conexión realizada. Con bucles de línea telefónica más cortos, la potencia transmitida se reduce; con bucles más largos, no se utilizan todos los canales y se reduce el número de bits de datos por canal. La máxima potencia transmitida se proporciona cuando la longitud del bucle de conexión está entre 1.000 y 1.000 metros y resulta que hay un nivel significativo de interferencia de ruido y/o condiciones de baja impedancia de línea. Diseñar para manejar una estimación conservadora proporciona un margen de seguridad para un funcionamiento fiable.

Antes de iniciar el diseño, debe conocerse la siguiente información: qué norma DSL se va a utilizar, Full Rate o G.Lite, ya sea en sentido ascendente (CPE) o descendente (CO). Estas mismas ecuaciones se aplican a cualquier norma DSL (por ejemplo, HDSL y HDSL2) con algunas modificaciones en los parámetros de entrada (véase la Tabla 1).

Tabla 1. Variables de entrada

Símbolo	Parámetro	Descripción	Valores típicos de ADSL
PLÍNEA (dBm)	Potencia de la línea	Potencia RMS a poner en la línea	20dBm (flujo total, CO)
			16.3dBm (G.Lite, CO)
			13dBm (tasa completa y G.Lite, CPE)
POR	Factor de cresta	Relación pico-promedio de la señal DMT	5.3
ZLÍNEA	Impedancia de la línea	Impedancia característica de la línea	100Ω
n	Ratio de rotación	La relación de transformación del transformador de acoplamiento de línea	1:1 o más
PPÉRDIDA (dBm)	Pérdida de inserción	La pérdida de potencia del transformador utilizado	0.2dBm a 2dBm
VRH	Espacio para la cabeza de la tensión	En función de las tensiones de saturación de salida (oscilación positiva y negativa) del driver utilizado. El margen es el doble de la mayor de las dos tensiones de saturación.	2V a 5V
IQ	Corriente de reposo	Corriente total de alimentación en reposo (sin señal de entrada) del conductor que no se desvía a la carga.	10mA a 30mA
eEN	Tensión de entrada	Máxima tensión diferencial de entrada pico a pico del AFE (front-end analógico)	1.5V a 4,5VP-P

Las siguientes ecuaciones determinan los requisitos esenciales de funcionamiento, independientemente del conductor utilizado en el diseño:

Potencia de la línea en vatios :

ejemplo: 20dBm = 100mW.

Tensión de línea RMS :

Potencia primaria del transformador :

Impedancia primaria del transformador :

Resistencias de terminación del transformador :

Tensión primaria RMS :

Corriente RMS del primario del transformador :

Tensión de salida RMS del amplificador conductor :

Es la tensión RMS entre las dos salidas del amplificador. Si el R_BT si las resistencias están correctamente dimensionadas, esta tensión es el doble de la tensión eficaz del primario del transformador.

Corriente de salida máxima del amplificador conductor :

La capacidad de manejar picos de corriente es esencial para seleccionar los conductores.

Potencia suministrada por los amplificadores del conductor :

Ganancia de tensión global del conductor de línea :

Ganancia de tensión del amplificador diferencial :

La relación de transformación del transformador utilizado es fundamental para el diseño global. La figura 1 muestra la tensión de alimentación total mínima a través del conductor y la corriente de salida máxima del conductor requerida en función de la relación del transformador. Estos son los requisitos mínimos absolutos basados en un amplificador ideal que tiene una reserva de 0 V y, por tanto, es capaz de conmutar completamente a cualquiera de las dos vías de tensión de alimentación, y un transformador ideal, con una pérdida de potencia de inserción nula. La aplicación práctica requerirá una tensión de alimentación mayor, como se determina en la siguiente sección. Si se intenta diseñar un sistema con una tensión de alimentación o una capacidad de corriente inferiores, utilizando resistencias de terminación de transformador convencionales, se producirán recortes y errores de transmisión de datos.

En la figura 1 también se comparan las distintas normas ADSL con la norma ADSL de velocidad completa que se encuentra en la parte inferior de la central, que es la que requiere más corriente y tensión. La reducción de los requisitos de potencia de la línea para los módems G.Lite en sentido descendente y G.Lite y Full Rate en sentido ascendente produce diseños con menores requisitos de tensión y corriente.

Para determinar la tensión de alimentación necesaria, el consumo y la disipación de energía del conductor, hay que tener en cuenta la tensión de reserva y la corriente de reposo necesaria del amplificador conductor.

Tensión de alimentación total mínima para los amplificadores :

La tensión de alimentación real del amplificador conductor debe ajustarse por encima de la oscilación mínima de pico a pico de la salida del amplificador para proporcionar la tensión de reserva que evite el recorte de la señal de pico. Utilizar una tensión de alimentación superior a este valor mínimo aumentará la disipación de energía en los amplificadores del conductor.

La tensión de espera de un amplificador se determina a partir de la especificación garantizada para la oscilación de la tensión de salida o de las curvas características que muestran la tensión de saturación de salida en función de la corriente de salida o en función de la temperatura con diferentes corrientes de carga. La tensión de saturación es la diferencia entre el raíl de tensión de alimentación y la máxima oscilación de la tensión de salida, tanto positiva como negativa, para una corriente de carga determinada. La figura 2 muestra un modelo sencillo para determinar las tensiones de saturación de salida de un amplificador y un ejemplo de curva de hoja de datos útil.

Durante los transitorios de señales grandes, los transistores de la etapa de salida del amplificador se encienden por completo para acercar la salida lo más posible a los raíles de tensión de alimentación. La limitación de la distancia a la que puede oscilar la señal puede modelarse como una caída de tensión fijada a través del transistor accionado con una resistencia en serie. Esta resistencia aumenta la limitación de la oscilación de la tensión en proporción a la cantidad de corriente de carga que el transistor tiene que suministrar o absorber. El total combinado de la caída de tensión fija y la tensión a través de la resistencia se denomina tensión de saturación de salida. Los valores que deben utilizarse para modelar esta característica pueden determinarse a partir de una curva en la hoja de datos. La figura 2 muestra la curva que aparece en la hoja de datos del LT1795.

Esta curva muestra las tensiones de saturación positiva y negativa del amplificador en función de la temperatura de la unión con dos valores diferentes de resistencia de carga. Los controladores de línea DSL suelen funcionar en caliente, por lo que la zona de interés de la curva estará en el rango de temperatura de unión, en torno a los 50 °C. Para determinar la parte de tensión fija del modelo para la oscilación positiva de la salida, V_SAT⁺evalúa la curva superior con R_L = 2k. A partir de la curva, podemos ver que la salida oscila a 1,2V cerca de la alimentación positiva. Como la curva se generó utilizando suministros de ±15V, la corriente de carga a 50°C es sólo de 13,8V/2kΩ o 7mA. Para determinar el valor de la resistencia en serie en el modelo, determina el cambio en la tensión de saturación de salida con un cambio en la corriente de carga. En el mismo punto de temperatura de unión de 50 °C, evalúa la curva superior con R_L = 25Ω. Con esta carga, la salida oscila dentro de 1,8V del carril positivo y la corriente de carga es de 13,2V/25Ω o 528mA. La resistencia en serie es entonces ΔV_SAT/ΔI_OUT (0,6V/521mA), que es 1,15Ω. A partir de estos valores, la tensión de saturación positiva del amplificador será de 1,2V + 1,15Ω - I_PEAK donde el valor de I_PEAK depende del diseño particular del módem. Aplicando el mismo enfoque al giro del amplifier al raíl negativo se obtienen unos parámetros del modelo de tensión de saturación de 1,2V en serie con una resistencia de 2,2Ω.

Con estos valores que modelan las características de saturación de la salida del LT1795, a cualquier nivel de corriente de salida máxima, la etapa de salida se saturará o recortará en la oscilación hacia la alimentación negativa antes de recortarse en la oscilación positiva, debido a la mayor caída de tensión de la resistencia en serie efectiva. Pueden producirse errores de transmisión si cualquiera de las dos excursiones de la oscilación de salida se corta, por lo que al dimensionar la tensión total de alimentación necesaria para el excitador, la tensión total de reserva del amplifier, V_RHdebe ser el doble de la mayor de las dos tensiones de saturación de salida. Esto garantizará que la salida no se bloquee en absoluto en condiciones de pico máximo de la señal.

Con V_SUMINISTRO si la fuente de alimentación se ajusta lo suficientemente grande como para evitar el recorte de la señal, el consumo total de las fuentes de alimentación puede determinarse mediante la ecuación 14 :

Consumo de energía del conductor de línea completo :

Esta ecuación introduce dos nuevos términos, V_EXTRA y yo_Q. V_EXTRA es la tensión total de alimentación adicional por encima de V_{SUMINISTRO(MIN}) que se utiliza realmente para alimentar los amplificadores del conductor. Por ejemplo, si se determina que la tensión de alimentación total mínima de un diseño es de 20V (o ±10V), pero los suministros reales disponibles son de ±12V, entonces la V_EXTRA será de 24V - 20V o 4V. El consumo total de energía de cada conductor de línea es muy importante a la hora de dimensionar la fuente de alimentación para la capacidad de tensión y corriente que se va a utilizar en el sistema. Esto se vuelve más significativo cuando varios puertos DSL tienen que ser alimentados por una fuente de alimentación predefinida. La fuente de alimentación podría convertirse en el factor limitante del número de puertos permitidos.

La corriente de reposo, I_Qes básicamente la corriente de alimentación de los amplificadores del conductor. Es la corriente necesaria para polarizar los circuitos internos de los amplificadores. En general, los amplificadores de alta velocidad y alta corriente de salida que procesan señales con muy baja distorsión requieren una corriente de funcionamiento significativamente mayor que los amplificadores de uso general. Esta corriente se suma al consumo de energía y a la disipación de energía de la caja de controladores, ya que debe estar siempre alimentada, haya o no una señal aplicada. Sin embargo, la disipación de potencia en el conductor para la corriente de reposo no es sólo una potencia de CC fija de I_Q - V_SUMINISTRO. Como puede verse en la figura 3, gran parte de la corriente de reposo se desvía a la etapa de salida del amplificador y pasa a formar parte de la corriente de carga durante el procesamiento de la señal. La curva mostrada es de nuevo la del controlador LT1795. Sin carga, toda la corriente de reposo de 30mA fluye desde la alimentación positiva a través del amplificador hasta la alimentación negativa. Sin embargo, cuando la carga es fuente o sumidero de 500mA, sólo 12mA fluyen a través del amplifier, los 18mA restantes son tomados por la etapa de salida y desviados para formar parte de la corriente de carga. Para obtener una estimación precisa de la disipación de potencia media de los controladores, hay que tener en cuenta este reparto de la corriente de reposo. Esto evitará que se sobredimensione el área de gestión térmica en cuestión. LA I_Q el término de la ecuación 14 debe ser la única corriente que sigue fluyendo a través del amplificador con la corriente de carga de I_PRI(RMS). La corriente de reposo desviada se incluye en la I_PRI(RMS) término.

Lamentablemente, esta curva de corriente de reposo frente a la corriente de carga no se encuentra en las hojas de datos típicas. Hay que hacer alguna caracterización del amplificador elegido. El diseño de las etapas de salida de potencia del amplificador es variado y tiene un efecto directo en la desviación de la corriente de reposo total suministrada.

Disipación de potencia en los amplificadores de conductores de línea:

Es importante tener en cuenta la potencia disipada en la carcasa del conductor a la hora de abordar los problemas de gestión del calor.

Para minimizar la disipación de energía, el controlador debe alimentarse con una fuente de alimentación cuyas tensiones se ajusten al mínimo necesario. Sin embargo, la mayoría de las implementaciones utilizan las tensiones de alimentación existentes, normalmente ±15V, ±12V o simplemente el carril de 12V para el conductor/receptor de línea. La figura 4 indica la disipación de potencia real en la caja del amplificador de línea con las tensiones de alimentación habituales y una serie de relaciones de giro del transformador. Este es un ejemplo práctico en el que se han tomado valores para el margen de seguridad y la corriente de reposo del amplificador y algunas pérdidas de potencia del transformador. Los módems de bajo consumo requieren menos corriente de funcionamiento, lo que minimiza la disipación de energía de la caja. Si la relación de transformación es demasiado baja para la tensión de alimentación dada, las líneas del gráfico terminarán porque la tensión de alimentación no es lo suficientemente grande como para evitar el recorte del pico de la señal DMT.

Como se ha mencionado anteriormente, la disipación de energía en el conductor es una preocupación importante, ya que genera calor en el sistema. Para cada uno de los estándares ADSL, se requiere una determinada cantidad mínima de disipación de energía. Tres factores que contribuyen a esta disipación de energía son la tensión de cabecera del amplificador, la corriente de funcionamiento en reposo del amplificador y la pérdida de potencia del transformador de acoplamiento de línea. Prestar atención a estos tres factores a la hora de seleccionar un amplificador y un transformador puede optimizar la disipación total de energía. El análisis de las sensibilidades de la disipación de potencia del amplificador (véase la ecuación 15) para cada uno de estos tres términos se resume en la tabla 2. Esto muestra el efecto sobre la disipación total de la caja para cada factor individualmente, con los otros dos factores puestos a cero. El término n es la relación de transformación del transformador.

Tabla 2. Factores adicionales de disipación de energía

Estándar	ADSL Full Rate Downstream	G.Lite Downstream	Precio completo y G.LiteUpstream	Disipación de energía adicional
Potencia mínima disipada, PMIN	860mW	367mW	172mW
Corriente de reposo del amplificador, IQ	33.5mW/n	22.14mW/n	15mW/n	Por 1mA de IQ, PDISS = (FACTOR) - (IQ/1mA)
Tensión total de reserva del amplificador, VRH	n - 31,6mW	n - 20,9 mW	n - 14,1mW	Por 1V de VRH, PDISS = (FACTOR) - (VRH/1V)
Pérdida de inserción del transformador, PPÉRDIDA en dBm	2.3%	2.3%	2.3%	Por 0,1dBm de PPÉRDIDA,

Los factores de la Tabla 2 dan una indicación aproximada de la disipación de potencia adicional debida a estas tres variables del sistema. El efecto combinado en la disipación de energía de I_Q, V_RH y P_PÉRDIDA aún debe determinarse a partir de la ecuación 15.

Muchos de los amplificadores de potencia de alta velocidad de Linear Technology ofrecen la posibilidad de ajustar externamente la corriente de reposo de funcionamiento. Para un diseño DSL, esto permite afinar el punto de funcionamiento del amplificador para conseguir una disipación de potencia mínima y un rendimiento de distorsión adecuado. Sin embargo, hay una compensación directa entre ambos. El diseño de una corriente de reposo muy baja reduce la disipación de energía de forma significativa, pero para conseguir el menor rendimiento de distorsión se necesita una corriente de polarización adicional para los circuitos internos del amplificador. La figura 5 ilustra la posibilidad de ajustar la corriente de funcionamiento del LT1795. Una fuente de corriente interna se programa a través de una única resistencia externa. La corriente que fluye por esta fuente se refleja y se escala para convertirse en la corriente de polarización de ambos amplificadores. La figura 5 también muestra el efecto del ajuste de la corriente de trabajo sobre la distorsión. Los gráficos del analizador de espectro muestran los componentes de intermodulación de veinte tonos portadores (de 200kHz a 500kHz). Con una corriente de funcionamiento demasiado baja, la señal en la línea está demasiado distorsionada y las interferencias con otros canales son inevitables. Sin embargo, al aumentar la corriente, todos los productos de distorsión caen en el floor del ruido. Este ajuste debe realizarse durante la evaluación del conductor en condiciones reales de transmisión y optimizarse para las mayores velocidades de datos que puedan alcanzarse.

La mejor técnica de gestión de la energía y el calor en los sistemas multipuerto o en los diseños de módems autónomos de bajo consumo es apagar el controlador cuando la línea está inactiva. El circuito digital siempre sabe cuándo no hay actividad de transmisión de datos y puede enviar una señal al conductor para que deje de funcionar. Muchos controladores aceptan esta señal de control y desenergizan completamente los circuitos internos. El LT1795, por ejemplo, puede apagarse para consumir menos de 200µA de corriente cuando no hay necesidad de transmitir datos. Cuando se le ordena que se encienda, el conductor sólo necesita unos pocos microsegundos para restablecer su pleno rendimiento, un tiempo insignificante comparado con un intervalo de entrenamiento de comunicación típico. En cambio, cuando se apaga, la etapa de salida del amplificador pierde toda la polarización y entra en un estado de alta impedancia. Esto abre esencialmente la conexión con las resistencias de retroalimentación del transformador. Como estas resistencias suelen utilizarse para detectar la señal recibida de la línea, no se puede desarrollar ninguna señal a través de ellas si se dejan flojar.

La figura 6 ilustra una función de ahorro de energía, denominada desconexión parcial, que mantiene el amplificador ligeramente polarizado y permite así que el módem siga vigilando la línea en busca de señales de transmisión que recibir. En este caso, se eligen cuidadosamente dos resistencias para controlar la cantidad de corriente de funcionamiento en reposo, así como para mantener una pequeña cantidad de corriente de "mantenimiento de la vida" durante el apagado. El escalado de las resistencias puede acomodar una conexión directa a un pin de E/S del DSP con cualquier nivel de tensión lógica. El apagado a un nivel de corriente de reposo de 2mA mantiene la etapa de salida activa y termina las resistencias de detección de la señal recibida, lo que supone una reducción de más de 10 a 1 en el consumo de energía y la disipación del canal inactivo.

Dependiendo de la norma ADSL aplicada, de las fuentes de alimentación y de la relación de vueltas del transformador utilizado, la caja del amplifier del conductor disipará entre 500mW y 2W. La disipación de potencia media multiplicada por la resistencia térmica global de la unión del conductor al aire ambiente determinará el aumento de la temperatura de la unión de funcionamiento por encima de la temperatura ambiente máxima. La mayoría de los amplificadores de potencia tienen un mecanismo de protección térmica incorporado que desactiva la etapa de salida cuando la temperatura de la unión supera normalmente los 160 °C. Si alguna vez se alcanza esta temperatura, el amplificador se protegerá a sí mismo, pero los errores de transmisión de datos abundarán y lo más probable es que se desconecte la transmisión de datos. Diseñar un sistema de distribución de calor para limitar la temperatura de la unión del conductor a menos de 125°C a la temperatura ambiente más alta prevista, garantizará un funcionamiento continuo.

Afortunadamente, los niveles de disipación de potencia no son tan elevados como para requerir necesariamente disipadores de calor externos, por lo que la difusión del calor puede gestionarse normalmente mediante planos de lámina de cobre de la placa de circuito impreso. Además, el embalaje de la mayoría de los amplificadores de potencia utiliza mejoras de conducción térmica, como marcos de cables fundidos o expuestos. Los bastidores de plomo fundido tienen varias patillas del paquete conectadas directamente a la almohadilla metálica donde se fija el CI. Esto proporciona un camino continuo para la transferencia de calor desde la unión del CI, fuera del encapsulado de plástico, hasta los pines que están directamente conectados a los planos de cobre de la placa de circuito impreso. Un marco de plomo expuesto no encapsula plásticamente el metal inferior donde se fija el CI. Esto proporciona una almohadilla metálica que puede conectarse directamente al cobre de la placa de circuito impreso para la transferencia directa de calor desde la fuente de calor de la unión de montaje del CI al aire ambiente. Un marco de plomo expuesto permite que paquetes muy pequeños, como el utilizado para el LT1795CFE, un TSSOP de 20 pines, tengan características de conductividad térmica similares a las de paquetes mucho más grandes. Los paquetes muy pequeños con buena conductividad térmica pueden dar lugar a sistemas ADSL multipuertos muy densos para aplicaciones de officina central.

La mejor manera de distribuir el calor generado por el conductor es utilizar tantos planos de cobre como sea posible y "coserlos" mediante pequeñas vías desde la parte superior de la placa hacia abajo, como se muestra en la figura 7. Estas vías deben tener un diámetro lo suficientemente pequeño (15 mils o menos) como para que la soldadura las llene por completo durante el proceso de revestimiento, lo que proporciona una ruta de conductividad térmica continua desde la parte superior de la placa hasta la parte inferior para una mayor exposición al ambiente. No hay reglas fijas para determinar la superficie lateral de los planos de cobre en la placa de circuito impreso, salvo que "cuanto más grande, mejor", y que el cobre de 2 onzas es un conductor térmico más grueso y, por tanto, mejor que el de 1 onza. La figura 7 también da una indicación de la mejora de la resistencia térmica a la propagación del calor desde la unión al paquete con diferentes cantidades de superficie de lámina de cobre en la parte superior e inferior de una placa de circuito impreso. Como la mayor parte del calor se disipa en la zona que rodea inmediatamente al paquete de amplificadores del conductor, llega un punto de rendimiento decreciente en el que una mayor superficie de cobre no proporciona muchos beneficios adicionales. Esto puede verse en el gráfico de resistencia térmica de la figura 7, donde, más allá de un área total de PCB de 1 pulgada²la reducción adicional de la resistencia térmica es mínima. Una advertencia sobre los planos de PCB para la difusión del calor es que el material de fiberglass (normalmente FR-4) es un aislante térmico bastante bueno. Cualquier traza de interconexión de componentes que se cruce con el plano de cobre reduce significativamente la eficiencia del área lateral. Las trazas de interconexión deben hacerse en las capas interiores de las placas multicapa para minimizar la distancia entre los componentes. La compleja interconexión de los circuitos lógicos utilizados en los módems DSL suele requerir una placa de PC multicapa que puede aprovecharse en el área de los conductores de línea.

Otra medida que se puede tomar es proporcionar un poco de refrigeración por flujo de aire forzado. Un flujo lineal de aire a través del paquete del conductor puede reducir significativamente la resistencia térmica efectiva de la unión a temperatura ambiente ( θ_JA) del sistema de difusión de calor. Se puede conseguir una reducción de 2°C/W a 3°C/W por cada 100lfpm (pies lineales por minuto). Esto es especialmente importante en un sistema multipuerto alojado en una caja cerrada.

Esta sección proporciona ejemplos de circuitos de controladores y receptores para cada una de las normas ADSL. Estos circuitos son un buen punto de partida para implementar las funciones de interfaz de línea de un módem DSL. Los circuitos se han diseñado teniendo en cuenta todas las consideraciones mencionadas hasta ahora, pero otras variables del sistema, como las tensiones de alimentación disponibles o el rango dinámico de salida y entrada del AFE, pueden requerir algunas modificaciones. La ganancia de tensión total de cada diseño de controlador de línea, desde la tensión de entrada diferencial hasta la salida de tensión real a la línea telefónica, se ha escalado a un valor que requiere menos de 3V_P-P del AFE que proporciona la señal transmitida. La ganancia de la etapa del amplifier se ajusta para tener en cuenta la amplificación de la señal del transformador utilizado, así como la pérdida de señal a través de las resistencias de terminación posteriores.

Lo común a todos los diseños es un buen planteamiento de derivación de la fuente de alimentación. Esto se ilustra en la figura 8. Un condensador de derivación grande y pequeño en los puntos de conexión de las fuentes de alimentación a la placa permite desacoplar el ruido y la ondulación en una amplia gama de frecuencias. Se recomienda añadir un desacoplamiento de alta frecuencia a las clavijas de alimentación del conductor y del receptor. Otro condensador de derivación de alto valor, conectado directamente entre las patillas de alimentación del conductor, ayuda a reducir el segundo componente armónico de la ondulación en las líneas de alimentación. Este componente se debe a las demandas de corriente de pico de cada alimentación, que se producen dos veces en cada ciclo de la señal de entrada debido a la topología del amplificador diferencial (cada amplificador origina y hunde la corriente de pico una vez por ciclo de señal).

No todos los módems DSL necesitan un circuito receptor. Algunos circuitos integrados frontales analógicos tienen un sofisticado sistema de circuitos para un rango dinámico de entrada muy amplio, para captar pequeñas señales recibidas en el ruido de fondo directamente después de pasar por el filtro de recepción/eco. Otros diseños afirman utilizar un segundo transformador para procesar la señal diferencial recibida directamente en el filtro/AFE. Muchos diseños siguen prefiriendo detectar la señal diferencial a través de las resistencias de terminación y dotar de ganancia a la señal recibida antes de hacerla pasar por el filtro hasta el AFE. Este circuito receptor diferencial básico se muestra en la figura 9. Cada amplificador del receptor es una etapa sumadora que suma la señal recibida y la señal transmitida atenuada que se ve en el primario del transformador con una señal transmitida ponderada en antifase. Esta suma ponderada de la señal transmitida anula idealmente las señales desfasadas de 180°, dejando sólo la señal recibida en las salidas del amplificador diferencial. Esto se conoce como cancelación de eco local. En un diseño de conductor de línea estándar, las señales de transmisión en los nodos A y B de la figura 9 son el doble de grandes que las señales en los nodos C y D. Para anular estas señales en el receptor, las resistencias R_A y R_B se ajustará exactamente al doble del valor de las resistencias R_C y R_D.

La ganancia del receptor es simplemente la ganancia invertida de la trayectoria de la señal recibida, R_F1/R_C y R_F2/R_D. En los siguientes ejemplos de diseño de controladores, las resistencias de entrada del receptor se conectan al controlador en los nodos A a D. Los valores de los componentes recomendados para el receptor proporcionan una ganancia unitaria de la señal recibida que aparece en la línea en la salida diferencial del receptor. Esto tiene en cuenta la atenuación del transformador de acoplamiento de la línea. También se especifica un pequeño condensador de realimentación, que reduce la ganancia a una frecuencia justo por encima del ancho de banda de la señal recibida, que varía según la aplicación.

Este controlador (Figura 10) es el menos potente de los estándares ADSL, ya que consume menos de 500 mW. La menor potencia de línea, 13dBm, y el consiguiente menor requerimiento de corriente de pico permiten utilizar el LT1886, que es un amplificador dual de alta velocidad de 200mA. El uso de una relación de giro del transformador de 2:1 permite alimentar este controlador con una sola fuente de 12 V.

Para conseguir la mayor ganancia en bucle abierto y el mayor ancho de banda para minimizar la distorsión, el LT1886 se descompensa y sólo es estable con ganancias en bucle cerrado de diez o más. En este diseño, la ganancia de señal de cada amplificador es sólo de 6,35. Para permanecer estable con este valor de ganancia tan bajo, los componentes de compensación de ganancia R_C1, C_C1, R_C2 y C_C2. Estos componentes, que sólo entran en juego a frecuencias superiores a 15MHz, están en paralelo con las resistencias de control de ganancia, R₀ y R_G2el factor de retroalimentación de cada amplifier tiene un valor de 0,9, lo que equivale a tener una ganancia en bucle cerrado de diez, por lo que la estabilidad está asegurada.

El LT1886 es un amplificador con un ancho de banda de 700 MHz. La combinación de la ganancia a frecuencias tan altas y el hecho de que la ganancia no sea estable en la unidad requiere que las resistencias de ajuste de la ganancia sean de baja impedancia en todas las frecuencias. Por esta razón, ambas resistencias de ajuste de ganancia se conectan a tierra en lugar de utilizar una sola resistencia conectada a la entrada inversora del otro amplificador. Los condensadores C1 y C2 se incluyen para evitar la aplicación de la ganancia a las tensiones de desplazamiento de CC de los amplificadores. Los diferentes valores de los condensadores de realimentación del amplifiador del receptor tienen en cuenta el espectro de frecuencias de la información que se encuentra a continuación del módem CO, ya sea implementando la tasa completa (1104 kHz) o G.Lite (552 kHz).

Este controlador de potencia moderada (16,4dBm) requiere menos de 1W y se muestra en la Figura 11. Este diseño está polarizado a partir de una alimentación de ±12 V y utiliza un transformador con una relación de transformación de sólo 1:1,2. Aunque la corriente máxima es de sólo 140mA, el LT1886 no puede utilizarse debido a su limitada tensión de alimentación de 13,2V en total. En su lugar, se utiliza el LT1795CFE, que está alojado en una fuente de alimentación TSSOP muy pequeña. Este pequeño paquete es ideal para diseños de office central, con múltiples puertos DSL, para compactar un gran número de controladores en una sola placa de PC.

La figura 12 es la aplicación de controlador de línea DSL más potente, que se utiliza en aplicaciones de officina central para conseguir velocidades de datos de hasta 8Mbps en Internet. Este diseño utiliza una terminación trasera estándar y puede alimentarse con suministros de ±12V utilizando un transformador de relación de vueltas 2:1. Esto da lugar a una demanda de corriente de salida de 355 mA bastante elevada de los amplificadores. El LT1795, con una corriente de salida de 500mA, vuelve a ser capaz de cumplir esta tarea.

Para resolver los problemas de consumo y disipación de energía de los controladores ADSL Full Rate, se puede utilizar una topología ligeramente modificada, como se muestra en la Figura 13. Sabiendo que la mitad de la potencia suministrada por los amplificadores se pierde en las resistencias de fondo del transformador, un enfoque obvio para reducir la potencia es simplemente reducir el valor de estas resistencias. Sin embargo, al hacerlo, se modifica la impedancia de salida del módem vista desde la línea telefónica y también se reduce la cantidad de señal recibida que se desarrolla a través de estas resistencias sensoras. Aunque se alimenta con una fuente de ±12V, el circuito de la Figura 13 ahorra 300mW de potencia. La corriente del conductor se reduce considerablemente al utilizar una relación de transformación de sólo 1,5:1. Normalmente esto requeriría una tensión de alimentación más alta de ±14V y R_BT resistencias de 22,2Ω. Sin embargo, aunque las resistencias RBT se reducen a 13,3Ω, el circuito sigue manteniendo la terminación de impedancia de línea adecuada de 100Ω y funciona con una alimentación de ±12V. Sin embargo, no es adecuado para todas las aplicaciones, ya que sigue reduciendo la cantidad de señal recibida. Es más aplicable a los sistemas que utilizan un receptor AFE sensible que aún puede detectar la señal recibida reducida.

Este enfoque se llama terminación activa. Una pequeña cantidad de retroalimentación positiva en cada amplifier se obtiene de la salida del amplifier opuesto. Esta retroalimentación hace que la impedancia de salida efectiva que se ve al mirar el circuito en los nodos C y D tenga el valor correcto aunque el R_BT la resistencia se ha reducido en un 40% de lo que debería ser. Las ecuaciones de diseño para esta topología son las siguientes.

En lugar de utilizar el valor estándar de R_BT resistencia, puede reducirse a cualquier valor deseado, con la consiguiente pérdida de señal recibida. Se puede utilizar un factor llamado K para definir el nuevo valor de R_BT resistencia :

Con una terminación estándar y un transformador con una relación de transformación 1:1,5, el valor de R_LV debe ser de 22,2Ω. En el diseño mostrado en la figura 13, esta resistencia se reduce en un 40% hasta 13,3 , por lo que el factor K = 0,6.

La ganancia normal del circuito de camino directo desde la entrada no inversora de cada amplificador hasta los nodos de salida A y B es un término llamado G, donde G = 1+ R_F/R_G.

La ganancia de la trayectoria de la señal de retroalimentación positiva para cada lado (del nodo D a A y del nodo C a B, se llama P, donde P = R_F/R_P.

Utilizando estas abreviaturas :

Para una correcta adaptación de la impedancia: P = 1 - K.

Para conseguir una ganancia de tensión deseada desde la salida del AFE a la línea, A_Vel término G se fija en :

donde e_PRI y e_LÍNEA son las tensiones en el primario del transformador y en la línea, que se determinan teniendo en cuenta la relación de transformación y la pérdida de inserción del transformador.

El uso de un amplificador de alto rendimiento como el LT1795 hace que no se degrade el rendimiento de la distorsión al cambiar la ganancia del bucle cerrado por retroalimentación positiva. Se puede conseguir un ahorro de energía significativo, pero el diseño puede no ser adecuado para todas las aplicaciones, como ya se ha mencionado.

Si se siguen los procedimientos de diseño descritos en este artículo, el diseño y la aplicación serán fáciles y precisos. Como mínimo, esto garantizará que los problemas de energía y calor se aborden adecuadamente.
Linear Technology ofrece una variedad de amplificadores de potencia de alta velocidad y baja distorsión y amplificadores duales de bajo ruido que pueden utilizarse para implementar las funciones de controlador/receptor del módem DSL (véase la Tabla 3).

Tabla 3. Características de los amplificadores del conductor y del receptor

Conductores de línea
Habitación	LT1795	LT1207	LT1886	LT1497	LT1206	LT1210
Individual/Doble	Doble	Doble	Doble	Doble	Solo	Solo
Corriente de salida	500mA	250mA	200mA	125mA	250mA	1.1A
Tensión de alimentación	10V a 30V	10V a 30V	5V a 13V	5V a 30V	10V a 30V	10V a 30V
Producto del ancho de banda de la ganancia	50MHz	60MHz	75MHz	50MHz	60MHz	35MHz
Velocidad de escaneo	900V/µs	900V/µs	200V/µs	900V/µs	900V/µs	900V/µs
IQ/Amplificar	1mA a 30mA	1mA a 30mA	7mA	10mA	1mA a 30mA	1mA a 50mA
VSAT+	1.2V	1.2V	0.75V	1.2V	1.2V	1.2V
VSAT-	1.2V	1.2V	0.9V	1.15V	1.2V	1.25V
RSAT+	1.2Ω	3.2Ω	3.1Ω	14Ω	3.2Ω	0.9Ω
RSAT-	2Ω	5.3Ω	2.3Ω	10Ω	5.3Ω	1.7Ω
Receptores de doble amplificador
Parte	LT1355	LT1358	LT1361	LT1364	LT1813	LT1253
Tensión de alimentación	5V a 30V	5V a 30V	5V a 30V	5V a 30V	5V a 12V	10V a 24V
Ganancia de ancho de banda del producto	12MHz	25MHz	50MHz	70MHz	100MHz	90MHz
Velocidad de escaneo	400V/µs	600V/µs	800V/µs	1000V/µs	750V/µs	250V/µs
Tensión de ruido	10nV/√Hz	8nV/√Hz	9nV/√Hz	9nV/√Hz	8nV/√Hz	3nV/√Hz
IQ/Amplificar	1.25mA	2.5mA	5mA	7.5mA	3mA	6mA