Protección de sobretensión de la entrada del amplificador operacional

Método de protección contra sobretensionesLas condiciones de sobretensión pueden ser causadas por diferentes situaciones. Piensa en un sistema en el que un sensor remoto está situado en el campo; por ejemplo, mide el flujo de fluidos en una refinería y envía su señal por cable a la electrónica de adquisición de datos que está en otra ubicación física. La primera etapa de la ruta de la señal de la electrónica de adquisición de datos puede ser, a menudo, un amplificador operacional configurado como buffer o amplificador de ganancia. La entrada de este amplificador operacional está expuesta al exterior y, por tanto, puede estar sujeta a eventos de sobretensión, como un cortocircuito debido a un cable dañado o a una conexión incorrecta del cable a la electrónica de adquisición de datos.

Del mismo modo, una situación que puede provocar una condición de sobretensión es cuando una señal de entrada que suele estar dentro del rango de tensión de entrada del amplificador recibe de repente un estímulo externo que provoca un pico transitorio que supera las tensiones de alimentación del amplificador óptico.

Un tercer escenario que puede provocar una condición de sobretensión de entrada surge de la secuencia de encendido del amplificador óptico y de otros componentes en la ruta de la señal. Por ejemplo, si la fuente de la señal, como un sensor, se enciende antes que el amplificador óptico, la salida de la fuente puede empezar a emitir un voltaje que se aplica a la entrada del amplificador óptico, aunque los pines de alimentación del amplificador óptico aún no estén alimentados y estén esencialmente conectados a tierra. Esto creará una condición de sobretensión y probablemente forzará una corriente excesiva a través de la entrada del amplificador óptico a tierra (las patillas de alimentación sin alimentación).

Pinzamiento: una técnica clásica de protección contra sobretensiones

Una forma muy popular de añadir un PVO se muestra en la Figura 1. Cuando la amplitud de la señal de entrada (V_EN) supera una de las tensiones de alimentación más la tensión directa de un diodo, el diodo (D_OVPP o D_OVPN) estarán polarizados hacia delante y enviarán la corriente a los raíles de alimentación en lugar de a las entradas del amplificador óptico, donde un exceso de corriente podría dañar el amplificador óptico. En esta aplicación utilizamos un ADA4077, un op-amp de muy alta precisión con un rango de alimentación máximo de 30 V (o ±15 V).

Los diodos de sujeción son diodos Schottky 1N5177 porque tienen una tensión directa de unos 0,4 V, que es inferior a la tensión directa de los diodos de protección contra descargas electrostáticas (ESD) del amplificador óptico; por tanto, los diodos de sujeción empezarán a conducir la corriente antes que los diodos ESD. La resistencia de protección contra la sobretensión, R_OVPlimita la corriente de avance a través de los diodos de bloqueo para mantenerlos por debajo de su valor nominal de corriente máxima y evitar que se dañen por una corriente excesiva. La resistencia R_FB en el bucle de retroalimentación está ahí porque cualquier corriente de polarización de entrada en la entrada no inversora puede causar un error de tensión de entrada a través de R_OVP-añadir R_FB anulará el error generando una tensión similar en la entrada inversora.

El compromiso de un circuito de pinza de diodo - Menor precisión

Aunque el circuito convencional de la figura 1 protege las entradas del amplificador óptico, contribuye con una cantidad significativa de error a la ruta de la señal. Los amplificadores de precisión suelen tener tensiones de offset de entrada (V_OS) en el rango de los microvoltios. Por ejemplo, el valor máximo de V_OS para un ADA4077 es de 35 µV en todo el rango de temperatura de funcionamiento de -40°C a +125°C. La adición de los diodos externos y de una resistencia de sobretensión contribuye a un error de desplazamiento de entrada que puede ser varias veces mayor que el pequeño desplazamiento inherente al amplificador operacional de precisión.

Los diodos de polarización inversa tienen una corriente de fuga inversa que fluye desde el cátodo a través del ánodo hasta la alimentación. Cuando la tensión de la señal de entrada (V_EN) se encuentra entre los carriles de alimentación, el D_OVPP y D_OVPN tienen una tensión inversa. Con V_EN a tierra (la mitad del rango de tensión de entrada), la corriente inversa a través de D_OVPN es aproximadamente igual a la corriente de fuga inversa a través de D_OVPP. Sin embargo, cuando V_CM se mueve por encima o por debajo del suelo, fluye más corriente inversa por un diodo que por el otro. Por ejemplo, cuando V_CM está en la parte superior del rango de tensión de entrada del amplificador operacional, que está a 2 V de la alimentación positiva o a 13 V en este circuito, el diodo D_OVPN tendrá una tensión inversa de 28 V a través de ella. Según la hoja de datos del diodo 1N5177, esto puede provocar una corriente de fuga inversa de casi 100 nA. Como la corriente de fuga inversa fluye desde la señal de entrada (V_EN) por R_OVPcreará una caída de tensión en R_OVP que se parece exactamente a un aumento de la tensión de offset de entrada en la ruta de la señal.

Otro problema es que la corriente de fuga inversa del diodo aumenta exponencialmente con el aumento de la temperatura, lo que provoca un aumento de la penalización de la tensión de compensación del O_VP circuito. Como base de comparación de la precisión de los amplificadores operacionales sin circuito de sobretensión externo, la figura 2 muestra la tensión de offset medida del ADA4077 en un rango de tensión de entrada de -13 V a +13 V. Las mediciones se realizaron a tres temperaturas: 25°C, 85°C y 125°C. Ten en cuenta que a 25°C, la tensión V_OS del ADA4077 utilizado en esta prueba alcanzó sólo 6 µV; incluso a 125°C, la V_OS es sólo de unos 20 µV. Cuando añadimos el circuito de pinza externa OVP al mismo dispositivo ADA4077 y aplicamos la entrada a V_ENa temperatura ambiente, el V_OS salta a 30 µV, cinco veces el error de la ruta de la señal del ADA4077 solo. A 125°C, V_OS aumenta a más de 15 mV, ¡un aumento de 750 veces respecto a los 20 µV del ADA4077! La precisión ha desaparecido.

La resistencia de 5 kΩ hace un excelente trabajo de protección de los diodos de apriete y del amplificador óptico durante una condición de sobretensión, pero añade un poco de error de desplazamiento durante el funcionamiento normal cuando los diodos pierden corriente a través de ella (por no mencionar el ruido Johnson de la resistencia). Lo que queremos es una resistencia de entrada dinámica que tenga una resistencia baja durante el funcionamiento en el rango de tensión de entrada especificado, pero una resistencia alta en condiciones de sobretensión.

Una solución integrada ofrece la respuesta

El ADA4177 es un amplificador operacional de alta precisión que incluye una protección de sobretensión integrada. Los diodos ESD integrados actúan como pinzas de sobretensión para proteger la pieza. Los transistores de efecto de campo de agotamiento están en serie en cada entrada antes de los ESD. Proporcionan la resistencia dinámica, que aumenta a medida que la tensión de entrada (V_CM) supera las tensiones de alimentación. A medida que aumenta la tensión de entrada, la resistencia drenaje-fuente (R_DSON) de un FET interno aumenta, limitando así el flujo de corriente exponencialmente con el aumento de la tensión (véase la figura 4). Como el ADA4177 utiliza FETs de modo de agotamiento en las entradas y no una resistencia de protección en serie, el amplificador óptico no sufre la penalización de la tensión de offset a través de la resistencia que sí sufre el circuito de bloqueo OVP.

El ADA4177 puede soportar tensiones en sus entradas de hasta 32 V por encima de la tensión de alimentación. Limita la corriente de sobretensión a un nivel típico de 10 mA a 12 mA, protegiendo así el amplificador operacional sin necesidad de utilizar componentes externos. Como se muestra en la Figura 5, incluso a 125°C, esta unidad sometida a prueba muestra una tensión de offset de sólo 40 µV. Esto es menos del 3% del error que mostraba el circuito de bloqueo a esta temperatura. ¡La precisión se mantiene!

Qué significa esto para el rendimiento del sistema

Al analizar el efecto de la variación de la tensión de entrada en la precisión de la trayectoria de la señal, el diseñador del sistema tendrá en cuenta la relación de rechazo en modo común (CMRR) del amplificador. Es una medida de la cantidad de tensión de entrada en modo común que se evita que aparezca en la salida (o lo poco que pasa). Como los amplificadores operacionales suelen estar configurados para proporcionar ganancia entre la entrada y la salida, normalizamos la especificación de la CMRR refiriéndonos al cambio en la tensión de offset de entrada, que es el cambio en la salida dividido por la ganancia de bucle cerrado del amplificador. La relación de rechazo del modo común es un valor positivo expresado en dB y se calcula mediante la siguiente fórmula:

CMRR = 20 log (ΔV_CM/ΔV_OS)

De este informe se desprende que es claramente deseable que la VOS sea lo más pequeña posible. El ADA4177 está especificado para tener un límite mínimo garantizado de CMRR de 125 dB sobre la temperatura de funcionamiento. Utilizando los resultados de las unidades medidas en este experimento, podemos calcular y comparar la CMRR del circuito de pinza y del ADA4177. La tabla 1 muestra la extrema pérdida de precisión al utilizar el circuito de pinza convencional y la excelente CMRR del ADA4177 con su protección de sobretensión FET incorporada.

Tabla 1. Comparación de la CMRR del ADA4177 con un PVO discreto con diodos de apriete