Las interfaces diferenciales mejoran el rendimiento de los diseños de transceptores de RF

Introducción

En los diseños de transceptores tradicionales, las interfaces de 50-Ω de un solo extremo se utilizan ampliamente en los circuitos de RF y FI. Cuando los circuitos están interconectados, todos deben ver las correspondientes impedancias de salida y entrada de 50-Ω. Sin embargo, en los diseños de transceptores modernos, las interfaces diferenciales se utilizan con frecuencia para conseguir un mejor rendimiento en los circuitos de FI, pero su implementación obliga a los diseñadores a enfrentarse a varios problemas comunes, como la adaptación de la impedancia, la adaptación de la tensión en modo común y los difíciles cálculos de ganancia. Comprender los circuitos diferenciales de los transmisores y receptores es útil para optimizar la adaptación de la ganancia y el rendimiento del sistema.

Ventaja de la interfaz diferencial

La interconexión diferencial tiene tres ventajas principales. En primer lugar, la interconexión diferencial puede suprimir las interferencias externas y el ruido de fondo. En segundo lugar, se pueden suprimir los componentes de distorsión de salida de orden uniforme. Esto es muy importante con los receptores de frecuencia intermedia cero (ZIF), porque no se pueden filtrar los componentes de orden que aparecen en la señal de baja frecuencia. En tercer lugar, la tensión de salida puede ser el doble de la de una salida simple, lo que mejora la linealidad de la salida en 6 dB con una alimentación determinada.

En este artículo se analizan soluciones de interconexión para tres casos: un receptor ZIF, un receptor superheterodino y un transmisor. Las tres arquitecturas se utilizan ampliamente en las unidades remotas de radio (RRU), los repetidores digitales y otros instrumentos inalámbricos.

Diseño de la interfaz del receptor ZIF y cálculo de la ganancia

En los diseños de receptores de FI cero (ZIF), la señal de FI es compleja, con señales de CC y de muy baja frecuencia que proporcionan información útil. Los demoduladores típicos pueden ofrecer un rendimiento óptimo cuando conducen cargas de 200-Ω a 450-Ω, y los controladores de ADC suelen tener una impedancia de entrada distinta de 50-Ω, por lo que la interconexión de los sistemas con circuitos acoplados a la corriente continua es tan crítica como difícil.

La figura 1 muestra una configuración de receptor ZIF que utiliza dos amplificadores de bajo ruido (LNA) ADL5523, un demodulador I/Q en cuadratura de 400-MHz a 6000-MHz ADL5380, un sintetizador de banda ancha ADF4350 como oscilador local (LO) y un amplificador de ganancia variable (VGA) de dos canales programable digitalmente. La tabla 1 muestra los parámetros relevantes de la interfaz y la ganancia del ADL5380.

Tabla 1. Parámetros de interfaz y ganancia del ADL5380

Cuando se conecta con el AD8366, que tiene una impedancia de entrada diferencial de 217-Ω, el ADL5380 tiene una ganancia de tensión de 5,9 dB y una ganancia de potencia de -0,5 dB [5.9 dB – 10log (217/50)]. Para obtener el mejor rendimiento, la tensión de modo común entre el ADL5380 y el AD8366 se ajusta a 2,5 V conectando el pin ADJ del ADL5380 a V_S. Un filtro de paso bajo Butterworth diferencial de cuarto orden con una pérdida de inserción de 0,5 dB, colocado entre el ADL5380 y el AD8366, suprime el ruido y los componentes de alta frecuencia no deseados. Aunque el filtro provoca cierto desequilibrio, es tolerable en las frecuencias de banda base.

Tabla 2. Parámetros de interfaz y ganancia del AD8366

La tensión de salida en modo común del AD8366 puede ajustarse a 2,5 V; tiene mejor linealidad cuando VCM se deja flotante. Por desgracia, el AD6642 funciona mejor con una tensión de entrada en modo común de 0,9 V (0,5 × AVDD). Como la tensión de salida en modo común del AD8366 debe estar entre 1,6 V y 3 V, los terminales VCM del AD6642 y VCM del AD8366 no pueden conectarse directamente, y deben utilizarse resistencias para dividir la tensión de salida en modo común del AD8366 hasta 0,9 V.

Para obtener el mejor rendimiento, el AD8366 debe manejar una carga de 200-Ω. Para conseguir el nivel de modo común y la adaptación de impedancia deseados, se añaden resistencias en serie de 63-Ω y resistencias en derivación de 39-Ω después del AD8366. Esta red de resistencias atenuará la ganancia de potencia en 4 dB.

La salida del AD8366 puede oscilar hasta 6 V p-p, pero la atenuación de 4 dB proporcionada por la red de resistencias limita la tensión vista por el AD6642 a 2,3 V p-p, protegiéndolo de los daños causados por grandes picos de interferencia o ganancias incontroladas.

Un filtro de paso bajo Butterworth diferencial de sexto orden con una pérdida de inserción de 1,5 dB, colocado entre el AD8366 y el AD6642, filtra los componentes de alta frecuencia no deseados. La interfaz diferencial completa del canal I se muestra en la figura 2.

Para mantener un margen suficiente para la variación de la ganancia en función de la temperatura, la ganancia del AD8366 se ajusta a 16 dB para el modo normal.

En esta configuración, la ganancia de toda la cadena de señales es

5.9 dB - 10log (217/50) - 0,5 dB + 16 dB - 10log (200/217) - 1,5 dB - 4 dB
= 9,9 dB.

Los dos LNA insertados en cascada delante del ADL5380 alcanzan 32 dB de ganancia. Con el ADC configurado para una oscilación de 2 V p-p y una impedancia de entrada equivalente de 78-Ω, es capaz de manejar una señal de entrada de RF monótona de -34 dBm. Si la señal de entrada tiene una relación pico-promedio (PAR) de 10 dB cuando está modulada, una señal de entrada de -41-dBm es la señal máxima que el receptor puede manejar sin cambiar el ajuste VGA.

En otras palabras, la ganancia de tensión puede utilizarse para calcular el presupuesto de la cadena de señales. Cuando la impedancia del puerto de entrada es igual a la del puerto de salida, la ganancia de tensión es igual a la ganancia de potencia. La ganancia de tensión de toda la cadena de señales es

32 dB + 5,9 dB - 0,5 dB + 16 dB - 1,5 dB - 8 dB = 43,9 dB.

Para la entrada de una señal monótona, para obtener un rango de oscilación de 2 V p-p, la potencia de entrada adecuada es

8 dBm - 43,9 dB + 10log (78/50) = -34 dBm.

El resultado está muy cerca de la ganancia de potencia calculada.

En algunas aplicaciones puede ser necesario conectar el ADL5380 directamente al AD6642, en cuyo caso se puede añadir una resistencia de 500-Ω a las entradas diferenciales del AD6642 para mejorar la adaptación. La ganancia de tensión del ADL5380 será de 6,9 dB, con el mismo problema de modo común que con el AD8366. Hay que utilizar una resistencia en serie de 160-Ω y una derivación de 100-Ω para conseguir una carga de 500-Ω y la tensión de modo común deseada. De nuevo, la red de resistencias atenúa la tensión en 8 dB (y la potencia en 4 dB).

Un filtro de paso bajo con una pérdida de inserción de 1,5 dB, colocado entre el ADL5380 y el AD6642, filtra los componentes de frecuencia no deseados. La impedancia de entrada es de 50 Ω, y la de salida de 500 Ω. En esta configuración, la ganancia de toda la cadena de señales es la siguiente

6.9 dB - 10log (500/50) - 1,5 dB - 4 dB = -8,6 dB.

Diseño de la interfaz del receptor superheterodino y cálculo de la ganancia

En los receptores superheterodinos, el sistema utiliza el acoplamiento de CA, por lo que la tensión de modo común de CC no debe tenerse en cuenta al interconectar estos circuitos.

Muchos mezcladores, como el ADL535x y el ADL580x, tienen una impedancia de salida diferencial de 200-Ω, por lo que la ganancia de potencia y la ganancia de tensión se presentan por separado para diferentes impedancias de salida.

La figura 3 muestra un canal de un receptor superheterodino implementado con un amplificador de bajo ruido ADL5523; un mezclador equilibrado dual ADL5356 con buffer de LO, amplificador de IF y balun de RF; un filtro de paso bajo; un VGA de IF dual de distorsión ultrabaja AD8376; otro filtro de paso bajo; y un receptor de IF dual AD6642.

Este diseño utiliza una FI de 140 MHz y un ancho de banda de 20 MHz, para que las piezas puedan acoplarse acústicamente.

El AD5356 funciona mejor con una carga de 200-Ω, pero el AD8376 tiene una impedancia de entrada de 150-Ω. Así, para suprimir los picos de salida del mezclador y proporcionar una mejor adaptación de la impedancia, el filtro LC diferencial debe tener una impedancia de entrada de 200-Ω y una impedancia de salida de 150-Ω. En las aplicaciones en las que es necesario suprimir la señal de banda de salida mediante un filtro agudo, se puede utilizar un filtro SAW diferencial, pero esto introduce pérdidas y retardo de grupo en la cadena de señales del receptor. Un filtro Butterworth de paso de banda diferencial de cuarto orden puede ser adecuado para muchos receptores inalámbricos porque el filtro de RF puede proporcionar una atenuación suficiente para las interferencias fuera de banda.

Tabla 3. Parámetros de interfaz y ganancia del ADL5356 y del AD8376

El circuito de salida de corriente del AD8376 tiene una alta impedancia de salida, por lo que se necesitan 150-Ω entre sus salidas diferenciales. Otro filtro diferencial debe atenuar las componentes de distorsión armónica segunda y tercera, por lo que esta carga de 150-Ω se divide en dos partes. En primer lugar, se instala una resistencia de 300-Ω en la salida del AD8376. Otra resistencia de 300-Ω está formada por dos resistencias de 165-Ω y la impedancia de entrada de 3-kΩ del ADC. Las dos resistencias de 165-Ω también proporcionan la tensión de modo común de CC para la entrada del ADC. Las impedancias de entrada y salida del filtro LC son ambas de 300-Ω. La perfecta adaptación de la fuente y la carga es muy importante para las aplicaciones de alta frecuencia. La interfaz completa se muestra en la Figura 4.

En el receptor, se instala un LNA de 20 dB antes del mezclador. El filtro después del mezclador tiene una pérdida de inserción de 2 dB; el filtro entre el AD8376 y el ADC tiene una pérdida de inserción de 1,2 dB. La ganancia del AD8376 se ajusta a 14 dB para proporcionar un margen suficiente para las variaciones de temperatura. La ganancia global del receptor es

20 dB + 8,2 dB - 2 dB + 14 dB - 1,2 dB = 39 dB.

Para limitar la tensión de entrada del ADC a menos de 2 V p-p, la potencia transmitida a la resistencia de 150 Ω (300 Ω || (165 Ω × 2) || 3 k Ω) debe ser inferior a 5,2 dBm. Por tanto, la potencia máxima de entrada del receptor es de -33,8 dBm para una señal monótona. Si la señal de entrada es una señal de modulación PAR de 10 dB, la señal de entrada máxima con este ajuste de ganancia es de -40,8 dBm.

Diseño de la interfaz del transmisor y cálculo de la ganancia

Para los diseños de canales de transmisión, las arquitecturas ZIF y superheterodinas tienen características de interfaz similares, y ambas requieren un acoplamiento de CC entre el TxDAC^® y el modulador. Los circuitos de entrada de FI de la mayoría de los moduladores deben estar polarizados por una tensión de CC externa; la salida del TxDAC puede proporcionar una polarización de CC para el modulador en un modo acoplado de CC. La mayoría de los DAC de alta velocidad tienen salidas de corriente, por lo que se necesita una resistencia de salida para producir una tensión de salida para el modulador.

La figura 5 muestra un transmisor superheterodino o ZIF implementado con un AD9122 TxDAC, un filtro de paso bajo, un modulador en cuadratura ADL537x, otro filtro de RF, un sintetizador ADF4350, un VGA controlado digitalmente ADL5243, un amplificador de potencia y un DAC AD562x para controlar la tensión de puerta del amplificador de potencia (PA).

En el caso del AD9122, la corriente de salida a escala completa puede ajustarse entre 8,66 mA y 31,66 mA. Para corrientes de escala completa superiores a 20 mA, el rango dinámico libre de espurias (SFDR) se reduce, pero la potencia de salida y el ACPR del DAC disminuyen con ajustes de corriente de escala completa más bajos. Un compromiso adecuado es una salida de corriente de 0-mA a 20-mA que consiste en una corriente alterna de 20-mA montada sobre un nivel de corriente continua de 10-mA.

Tabla 4. Parámetros de interfaz y ganancia de AD9122 y ADL5372

El circuito de entrada del ADL5372 requiere una tensión de modo común de 0,5 V, que se proporciona mediante una corriente continua de 10 mA que fluye a través de una resistencia de 50 Ω. La corriente alterna de 0-mA a 20-mA es compartida por dos resistencias de 50-Ω y una de 100-Ω. Por tanto, la tensión alterna entre las entradas del modulador es de 20 mA × ((50 × 2) || 100) = 1 V p-p. El filtro entre el TxDAC y el modulador elimina los componentes de frecuencia no deseados. La impedancia de entrada y salida del filtro es de 100 Ω. La interfaz completa se muestra en la Figura 6.

Con una salida de 50-Ω, la ganancia de conversión de tensión del ADL5372 es de 0,2 dBm. Con una señal moduladora PAR de 13 dB, la potencia media debe reducirse al menos 15 dB para el proceso de predistorsión digital de Tx. Con una entrada monótona de 1 V p-p al ADL5372, la potencia media de salida del modulador es de 7,1 dBm - 2,9 dBm = 4,2 dBm. Teniendo en cuenta la pérdida de inserción de 2,2 dBm del filtro paso bajo, la potencia máxima de salida es de 4,2 dBm - 2,2 dBm = 2 dBm. En este estado, se presenta una potencia de salida media de -10 dBm a la salida del modulador.

Con una señal de potencia media de 11 dBm, se necesita un controlador PA de 26 dBm P1dB en la cadena de señal de transmisión. Si se necesita un filtro de RF con una pérdida de inserción de 2 dB para suprimir el paso del LO y la salida de banda lateral del modulador, el bloque de ganancia y el controlador del PA deben proporcionar una ganancia total de 21 dB. Para esta aplicación se sugiere el VGA ADL5243 con bloque de ganancia integrado, atenuador controlado digitalmente y controlador PA.

Conclusión

Este artículo describe las interfaces diferenciales del receptor ZIF y superheterodino para el demodulador, la FI VGA, el mezclador y el puerto analógico del ADC, así como las interfaces diferenciales del transmisor entre el TxDAC y el FMOD, utilizando piezas de Analog Devices para las partes activas de la cadena de señales. Se presentan los cálculos de ganancia y los resultados de la simulación de los filtros de aplicación que se han diseñado para estos circuitos. Puedes encontrar más información en las siguientes referencias.

Referencias

Nota del circuito CN-0018, Interfaz entre el modulador I/Q ADL5372 y el convertidor digital-analógico de alta velocidad de dos canales y 1 GSPS AD9779A.

Nota del circuito CN-0134, Transmisor de conversión directa de banda ancha con baja magnitud de error vectorial (EVM).

Calvo, Carlos. "La ventaja de la señal diferencial para el diseño de sistemas de comunicación." EE Times.