Rango dinámico de los receptores híbridos con formación de haz De la teoría a la práctica

Resumen

Este artículo trata de la comparación entre las mediciones y el análisis de las mediciones del rango dinámico del receptor en una arquitectura híbrida de formación de haces por fases. Se utiliza una plataforma de desarrollo de 32 canales disponible en el mercado para validar el análisis con mediciones. Se examina el análisis del receptor para la formación de haces de subarray, haciendo hincapié en la gestión de las diferencias entre la ganancia de la señal y la ganancia de ruido en el punto en el que se combinan las señales en el subarray analógico. Se presenta un análisis del rendimiento del receptor de la plataforma de desarrollo y se compara con los resultados medidos. Se discute un resumen de los resultados con la intención de proporcionar un punto de referencia medido contra el modelo que puede utilizarse para predecir el rendimiento de sistemas más grandes.

Introducción

Las arquitecturas de formación de haces en fase se pueden clasificar, en líneas generales, en sistemas de formación de haces analógicos, sistemas de formación de haces digitales o una combinación de ambos, utilizando subarreglos analógicos que se procesan digitalmente para formar el patrón final de haces de la antena. La última categoría, basada en subarreglos combinados digitalmente, suele denominarse formación de haces híbrida, ya que utiliza una combinación de formación de haces analógica y digital.

En la búsqueda de la industria de las antenas definidas por software, existe un fuerte deseo de disponer de phased arrays totalmente digitales para maximizar la programabilidad del patrón de la antena. En la práctica, especialmente a medida que aumenta la frecuencia, los problemas de embalaje, consumo de energía y procesamiento digital obligan a reducir el número de canales digitales. La formación de haces híbrida proporciona el alivio de la densidad del canal digital que suelen necesitar los ingenieros de implementación y es probable que sea una opción práctica durante algún tiempo.1

La figura 1 ilustra una arquitectura híbrida de formación de haces representativa que muestra los principales subsistemas incorporados en la arquitectura. La mayoría de los sistemas híbridos de formación de haces son alguna variación de este concepto. La arquitectura puede describirse intuitivamente siguiendo el diagrama de derecha a izquierda: desde el frente de onda en el aire que incide en los elementos de la antena, pasando por los circuitos de microondas hasta los convertidores de datos, y luego por el procesamiento digital hasta los datos finales del haz digital. El diagrama ilustra la arquitectura híbrida de formación de haces como una combinación de siete subsistemas:

  1. Elementos de antena: Convierten la energía de microondas en el aire en una señal de microondas en un medio coaxial.
  2. Módulos de transmisión/recepción (T/R): Contienen el amplificador de bajo ruido de recepción (LNA) y el amplificador de alta potencia de transmisión (HPA), y un interruptor para seleccionar la transmisión y la recepción.
  3. Formación de haz analógico: combina un número seleccionado de elementos en un subarreglo analógico.
  4. Conversión ascendente/descendente de microondas: Si la frecuencia de funcionamiento es superior al rango de funcionamiento del convertidor de datos, se utiliza la conversión de frecuencia para pasar de la frecuencia de funcionamiento a una frecuencia intermedia (FI) adecuada para los convertidores de datos.
  5. Convertidores de datos: Convierten una frecuencia de microondas en una palabra digital.
  6. Conversión digital ascendente/descendente: Con la proliferación de convertidores de datos de alta velocidad, las tasas de conversión de datos suelen ser superiores a las requeridas por el ancho de banda de procesamiento. La energía del sistema puede ahorrarse utilizando las funciones de conversión digital ascendente/descendente incorporadas en los circuitos integrados (CI) de los convertidores de datos para reducir el flujo de datos en fase/cuadratura (I/Q) a una velocidad inferior correspondiente al ancho de banda de procesamiento de la aplicación.
  7. Formación digital del haz: Finalmente, los flujos de datos I/Q se combinan en una suma ponderada para formar los datos finales del haz digital.

Figura 1: Diagrama de bloques de RF genérico de la formación de haces híbrida.

Uno de los retos a los que se enfrentan los ingenieros de microondas en las arquitecturas híbridas de formación de haces es la predicción del rendimiento a medida que evoluciona la arquitectura del sistema. El análisis de microondas en cascada está bien documentado y comprendido. Se han documentado las mediciones de formación de haces digitales,2,3,4 pero hay pocas métricas de formación de haces de microondas medidas frente a las modeladas que puedan utilizarse como referencia al extrapolarlas a diseños de sistemas más grandes.

Este artículo documenta un análisis del rango dinámico del receptor para un sistema híbrido de formación de haces y compara las mediciones con las predicciones en una plataforma de prueba de formación de haces híbrida de 32 elementos. El prototipo de plataforma de formación de haces híbrida se desarrolló inicialmente para validar los diseños de los circuitos integrados en una arquitectura representativa y para permitir la creación rápida de prototipos de arquitecturas de conjuntos en fase en banda X (8 GHz a 12 GHz). Sin embargo, cuando se inició la caracterización, quedó claro que se necesitaba un método para predecir sistemáticamente las medidas de rendimiento. Nuestra intención es documentar el método de análisis, así como una comparación de los datos medidos que permita a los ingenieros construir sistemas similares, pero de mayor tamaño, con una referencia caracterizada.

Material del prototipo

Se ha desarrollado un prototipo de plataforma de formación de haces híbrida de 32 elementos5 y se ilustra en la figura 2. La cadena de señales detallada se muestra en la Figura 3.

Figura 2. Sistema de desarrollo y prototipado de redes en fase de banda X (8 GHz a 12 GHz).

Figura 3: Diagrama de bloques detallado del hardware del prototipo.

El front-end consta de 32 módulos de transmisión/recepción y ocho circuitos integrados de formación de haces analógicos (BFIC). Dos salidas del BFIC se combinan para producir cuatro submatrices de 8 elementos. Las cuatro submatrices se conectan a un convertidor ascendente/descendente de microondas de 4 canales. A continuación, el convertidor ascendente/descendente de microondas de 4 canales se conecta a un CI digitalizador que contiene cuatro convertidores analógico-digitales (ADC) y cuatro convertidores digital-analógicos (DAC). Los ADCs muestrean a 4 GSPS mientras que los DACs lo hacen a 12 GSPS.

Las frecuencias de microondas caracterizadas están entre 8 GHz y 12 GHz. El oscilador local (LO) se ajusta a un LO de lado alto con una FI fija centrada en 4,5 GHz. A esta frecuencia de FI, el ADC muestrea en la tercera zona de Nyquist.

Para la captura de datos se utiliza una placa FPGA comercial. UN PROGRAMA DE MATLAB® se ha desarrollado una interfaz de control por ordenador que permite caracterizar rápidamente las formas de onda simuladas en el hardware real. El análisis de los datos se realizó con posprocesamiento en MATLAB.

Análisis de subredes analógicas en cascada

Todas las ecuaciones tradicionales en cascada se aplican al análisis en cascada de una subred analógica, excepto en el punto de combinación de señales. Si las señales coinciden en amplitud y fase en el punto del combinador y el ruido no está correlacionado, la ganancia de la señal y la del ruido serán diferentes. Por lo tanto, se necesita un enfoque para seguir estos términos de forma diferente.

Enfoque utilizado

La figura 4 ilustra el enfoque utilizado. La figura 4a muestra el punto en el que la ganancia de señal y la ganancia de ruido divergen. Un combinador real tiene un término de pérdida de inserción y un término de combinación teórica. Esto puede tenerse en cuenta como se muestra en la figura 4b. Por último, si se controla la temperatura del ruido, como se muestra en la figura 4c, se puede controlar la potencia del ruido en la entrada y la salida de cada etapa.

Figura 4. Un enfoque de análisis en cascada para la combinación coherente analógica: la ganancia de señal y la ganancia de ruido se rastrean por separado. El seguimiento de la temperatura de ruido del dispositivo y de la potencia de ruido del dispositivo referenciado a la entrada proporciona un método para el seguimiento de estos términos de ganancia por separado.

Para calcular la potencia de ruido a la salida de cualquier etapa, el ruido referido a la entrada del dispositivo se suma al ruido de entrada de forma lineal, luego se convierte de nuevo a dBm/Hz y se añade a la ganancia de ruido del dispositivo.

Ecuación 1

Para calcular el ruido referenciado de entrada a partir de la figura de ruido de un dispositivo, calcula la temperatura de ruido y conviértela en la potencia de ruido referenciado de entrada.

La temperatura del ruido (Te) puede calcularse a partir del factor de ruido de un dispositivo de la siguiente manera

Ecuación 2

donde T es la temperatura ambiente en grados Kelvin.

A partir de la temperatura de ruido, es posible calcular el ruido de los componentes en relación con la entrada:

Ecuación 3

Donde k es la constante de Boltzmann.

Descripción intuitiva para el peinado coherente

Una visión intuitiva de la combinación señal/ruido puede ayudar a visualizar el objetivo del enfoque. Suponemos que se ha realizado una calibración, que ha igualado todas las señales en amplitud y fase, y que el ruido no está correlacionado pero también es de igual amplitud en todos los canales a la entrada del combinador.

También necesitamos un método para seguir el resultado si sólo se activa un subconjunto de elementos, lo que suele ocurrir en las calibraciones o en diversas configuraciones de prueba y depuración.

Los niveles de salida de la señal y del ruido pueden calcularse como sigue:

Potencia de la señal = Potencia de entrada + Ganancia de la señal
Ganancia de la señal = 20log (número de canales activados) - Pérdida de inserción - 10log(número de canales activados)
de los puertos de entrada del combinador)

Potencia de ruido = Potencia de ruido de entrada + Ganancia de ruido
Ganancia de ruido = 10log(Número de canales activados) - Pérdida de inserción - 10log(Número de canales activados)
Puertos de entrada del combinador)

Observa el resultado de este enfoque. La tabla 1 resume la ganancia de señal y de ruido para varios recuentos de canales del combinador analógico, con el caso de que cada entrada esté alimentada y calibrada, o con una sola entrada y los demás puertos terminados.

Tabla 1. Ganancia de señal/ruido para un combinador sin pérdidas
Número de canales combinadosGanancia de la señal (todo activado)Ganancia de ruido (todo activado)Ganancia de la señal (encendido simple)Ganancia de ruido (una vez activado)
23-3-3
46-6-6
89-9-9

Hojas de cálculo en cascada

Utilizando el enfoque descrito, se ha creado la hoja de cálculo en cascada de la Figura 5. Se incluyen disposiciones para el seguimiento del número de elementos activados. Se presentan tanto el caso de un solo elemento activado como el de ocho elementos activados.

Figura 5: Cálculos en cascada.

Las mediciones se derivan de las Transformadas Rápidas de Fourier (FFT) de los datos digitales después de que los datos sean capturados por los convertidores de datos, por lo que las especificaciones de los convertidores de datos se incluyen en el resultado. Las mediciones finales rastreadas son las mediciones del ADC, llamadas entrada del receptor. Para una rápida validación de las mediciones, también se calcula la amplitud de la FFT y los productos de intermodulación esperados para una potencia de entrada determinada.

Datos medidos

Equipo de pruebas

El montaje de la prueba se muestra en la Figura 2 y en la Figura 3. El equipo de laboratorio específico utilizado para proporcionar la entrada del receptor, el LO, el reloj de muestra del ADC y el reloj de referencia del sistema global se muestra en la Tabla 2. Los CI digitalizadores del sistema se utilizan para capturar las muestras que se presentan en los siguientes resultados.

Tabla 2. Equipo de prueba utilizado para la captura de datos en las siguientes secciones
Función del equipoMarca/ModeloComentarios
Fuente de entrada del receptorDivisor analógico Keysight E8267D a 32 canalesEntrada a los módulos de transmisión/recepción calibrada para un nivel de potencia de -50 dBm
Fuente LOKeysight E8267DLa entrada a la placa del convertidor alto/bajo es de 5 dBm
Reloj ADCRohde & Schwarz SMA100Bla frecuencia de entrada de 12 GHz del AD9081, dividida internamente por 3, proporciona un reloj ADC de 4 GSPS
Reloj de referenciaKeysight N5182Bfrecuencia de 100 MHz

Calibración

Para todas las mediciones, hay una calibración previa al análisis de los datos. El sistema consta de 32 elementos de antena, ocho BFIC y un CI digitalizador que incluye cuatro ADC. Cada una de las cuatro cadenas de señales ADC del CI digitalizador incluye bloques de procesamiento digital de señales (DSP) reforzados en forma de convertidores digitales descendentes, dentro de los cuales hay osciladores controlados digitalmente (NCO) capaces de aplicar desplazamientos de fase a cada uno de los cuatro canales digitalizados a nivel de submatriz. Así, ocho elementos de antena forman un único subarreglo, tal y como se define en este artículo, y comparten una cadena de señales ADC y DSP común. Los ajustes de fase y amplitud disponibles en el sistema se implementan en el dominio analógico a través de los BFIC, así como en el dominio digital a través de los NCO y los bloques de respuesta al impulso finito programable (PFIR).

Inicialmente, se elige el canal 1 como línea de base a la que se alinean todos los demás canales. En el dominio analógico, el amplificador de ganancia variable (VGA) del BFIC se utiliza para alinear las amplitudes en toda la red y el desfasador (PS) del BFIC se utiliza para alinear las fases en una subred. En el dominio digital, los desplazamientos de fase del NCO se utilizan para alinear las fases en cada subred.

La calibración comienza activando un canal analógico por submatriz a la vez (por ejemplo, el canal 1, el canal 3, el canal 17 y el canal 19, como se muestra a la derecha de la Figura 6), de modo que un total de cuatro señales son digitalizadas simultáneamente por los cuatro ADC del CI de digitalización. Esto permite calcular un error de desplazamiento de fase relativo por canal de submatriz que está directamente relacionado con los errores de fase entre cada submatriz. Después de calcular este error de desfase para los tres canales en relación con el canal 1 de referencia, se aplican los desfases de NCO calculados y se compensa este error de fase por canal, de modo que todas las submatrices estén alineadas en fase.

Figura 6. La calibración utilizó los botones de control de fase analógica y digital.

A continuación, se apagan los tres canales originales de las submatrices 2, 3 y 4 y se encienden tres canales distintos de las submatrices 2, 3 y 4. La captura simultánea de los cuatro canales, en relación con el canal de referencia 1 de la subred 1, permite calcular los errores de fase de estos tres nuevos canales. Una vez calculados estos errores de fase, se utilizan los desfasadores BFIC para compensar este error de fase. Este proceso se repite hasta que todos los canales estén alineados en fase en los dominios analógico y digital. Para alinear cada canal de la submatriz 1, se utiliza el canal 3 de la submatriz 2, alineado en fase, como punto de comparación, ya que fue alineado en fase anteriormente en el primer paso de la secuencia de calibración. El resultado es una situación en la que los ajustes de fase analógicos compensan los errores de fase dentro de una subred, mientras que los desplazamientos de fase NCO compensan los errores de fase entre subredes.

FFTs

Todas las mediciones de rendimiento se evalúan a partir de FFTs de capturas de datos de onda continua (CW). Los generadores de señales se ajustan a frecuencias coherentes y no se aplica ninguna ponderación en las FFT. La figura 7 muestra las FFT representativas de las mediciones de un solo tono.

Figura 7. FFT de un solo tono que muestra la entrada de RF con ~10 GHz, -50 dBm, LO = 14,5 GHz, 5 dBm, ADC con 4 GSPS, OCN grueso = 550 MHz, DDC: 16×, velocidad de datos I/Q de 250 MSPS y FFT con 4096 muestras.

Los gráficos, de izquierda a derecha, son: un solo elemento activado, los ocho elementos de la submatriz y cuatro submatrices combinadas numéricamente. A partir de estas FFT podemos empezar a ver el impacto de la formación de haces híbrida en el rango dinámico del receptor.

  • Cuando se activan N elementos en la submatriz, la potencia de la señal aumenta en 20logN. La potencia del ruido también aumenta, y la SNR general mejora.
  • Cuando las submatrices se combinan digitalmente, se produce un crecimiento de bits en los datos. Al realizar la FFT en base a los bits adicionales, el nivel de la señal con respecto a la escala completa sigue siendo el mismo, pero el ruido se reduce con respecto a la escala completa.
  • El contenido espurio de muchos elementos aumenta en magnitud a nivel de subred, pero no está correlacionado entre subredes y se reduce en ruido a nivel de red completa.

La figura 8 muestra las FFT representativas de las mediciones de dos tonos. De izquierda a derecha, estos gráficos son: un solo elemento activado, los ocho elementos de la submatriz y cuatro submatrices combinadas digitalmente. El rango de la FFT se reduce para permitir la visualización de los productos de intermodulación.

Figura 8. FFT de dos tonos con entrada de RF: ~10 GHz, -50 dBm LO = 14,5 GHz, 5 dBm, ADC con 4 GSPS, NCO grueso = 550 MHz, DDC: 16×, velocidad de datos I/Q 250 MSPS, y FFT con 4096 muestras, ampliada a ±10 MHz.

Los productos de intermodulación aumentan a medida que se encienden los elementos. Esto se debe a una mayor potencia en los circuitos posteriores al combinador y, por tanto, a mayores productos de intermodulación. Sin embargo, cuando las subredes analógicas se combinan digitalmente, la amplitud de las señales bicolores y los productos de intermodulación se acercan a la media.

En el caso de esta configuración de prueba se observa ruido de fase correlacionado fuera de la falda de la portadora principal. En esta configuración, hay un LO común, una entrada de RF común y fuentes de alimentación comunes a todos los canales. En la práctica, en el caso de las matrices grandes, esto debería evitarse. Los artículos "Modelo de ruido de fase multicanal basado en la experiencia y validado en un demostrador de 16 canales", "Resumen de las mediciones de los receptores distribuidos de muestreo directo en la banda S para los phased arrays" y "Modelo de ruido de fase de LO a nivel de sistema para los phased arrays con bucles distribuidos de bloqueo de fase" tratan con más detalle el control del ruido correlacionado y no correlacionado en

Medidas de rendimiento

En la figura 9 se ofrece un resumen completo de las mediciones del rendimiento del receptor.

La figura 9a muestra la magnitud frente al fondo de escala de las FFT a través de la frecuencia. Utilizando estos datos junto con la potencia de entrada, se puede calcular el nivel de fondo de escala del receptor, como se muestra en la figura 9b.

La figura 9c es la densidad espectral del ruido (NSD) en dBFS/Hz que se calcula en el procesamiento FFT. Se han eliminado varios bines de la FFT alrededor de la portadora para que el ruido represente el ruido blanco y no se vea afectado por el ruido de fase de la configuración de la prueba.

A partir de las figuras 9a y 9c, se puede calcular la relación señal-ruido (SNR), que se muestra en la figura 9d. Se observan dos efectos. En primer lugar, a nivel de subred, la SNR aumenta ligeramente más de 10logN. Esto se debe a que la potencia de ruido después del combinador es mayor y el factor de ruido de los dispositivos después del combinador tiene menos impacto. En segundo lugar, la SNR aumenta en 10logN cuando se combinan digitalmente las subredes.

La figura 9e muestra el rango dinámico libre de espurias (SFDR) de los elementos individuales, los subconjuntos y la red digitalizada completa. Vemos una mejora continua a medida que se añaden más elementos a la red, lo que indica que todas las espuelas de la configuración de prueba no están correlacionadas.

La figura 9f muestra el punto de intercepción de tercer orden de la entrada (IIP3). Este resultado se deduce intuitivamente de las FFT de dos tonos. La PII3 de la subred es menor debido al aumento de los productos de intermodulación. La PII3 a nivel de red se aproxima a la media del nivel de subred.

Observa que, en todas estas mediciones, los datos se aproximan notablemente a los valores modelados en el análisis en cascada. Se incluyen los valores modelizados para todas las parcelas, excepto para las figuras 9d y 9e, ya que estas parcelas se determinan indirectamente y no se definen explícitamente en la hoja de cálculo.

Figura 9. Mediciones del rendimiento del receptor.

Resumen de observaciones

Suponiendo que todas las señales estén alineadas en fase y amplitud, las mediciones se ajustan bien a las predicciones. El análisis en cascada requiere la separación de la ganancia de señal y la ganancia de ruido en el punto del combinador analógico. El seguimiento de la potencia del ruido basado en el ruido de entrada y el ruido referenciado en la entrada del dispositivo es un método eficaz.

A nivel de subred durante la activación del canal:

  • La SNR mejora ligeramente en más de 10logN.
    • La señal aumenta en 20logN.
    • El ruido aumenta ligeramente menos de 10logN.
      • La potencia de ruido después del combinador analógico es mayor.
      • La NF de los componentes después del combinador analógico tiene menos impacto.
  • La PII3 disminuye a medida que las señales se combinan debido a las señales más grandes en los dispositivos después de la
    combinador analógico.
  • Las espuelas suelen estar correlacionadas dentro de la subred analógica. Esto se debe a que
    la fuente está después de los combinadores analógicos y, por tanto, se mide el mismo espolón
    independientemente de si el canal de microondas está activado o no.

Cuando las subredes se combinan digitalmente :

  • La SNR aumenta en 10logN
    • La potencia de la señal se mantiene constante
    • La potencia del ruido en dBFS/Hz disminuye
  • La PII3 se acerca a la media
  • Los espolones observados no están correlacionados entre los canales digitales.

Hay que tener en cuenta los términos de ruido de fase correlacionados. En esta configuración de prueba se observa un ruido de fase correlacionado. Esto se puede ver con el ruido en primer plano de la Figura 8, donde el eje de frecuencias se amplía lo suficiente para mostrar el efecto. Se utiliza una entrada de microondas común y una entrada de LO al equipo de prueba. Esto significa que las señales de microondas y el ruido de fase del LO están correlacionados. Una fuente de alimentación compartida también puede dar lugar a una contribución correlativa y las tensiones se comparten en esta configuración de prueba. En esta configuración de prueba, no depuramos las fuentes dominantes de ruido de fase correlacionado durante la prueba del receptor. Sin embargo, se toma nota de este punto y sigue siendo un área de investigación futura para este hardware.

Referencias

1 Prabir Saha. "A quantitative analysis of the power advantage of hybrid beamforming for phased array receivers" (Un análisis cuantitativo de la ventaja energética de la formación de haces híbrida para receptores de matriz en fase) Analog Devices, Inc, abril de 2022.

2 Peter Delos y Mike Jones. "Modelo de ruido de fase multicanal basado en experimentos y validado en un demostrador de 16 canales" Analog Devices, Inc, noviembre de 2021.

3 Peter Delos, Mike Jones y Hal Owens, "Summary of Distributed Direct-Sampling S-Band Receiver Measurements for Phased Arrays" Analog Devices, Inc, enero de 2022.

4 Peter Delos. "System-level LO phase noise model for phased arrays with distributed phase-locked loops" Analog Devices, Inc, noviembre de 2018.

5Plataforma de desarrollo de formación de haces en banda X/Ku. Analog Devices, Inc.

Delos, Peter y Mike Jones. "Redes digitales con transceptores comerciales: mediciones de ruido, interferencias y linealidad." Conferencia IEEE Phased Array, octubre de 2019.

Delos, Peter. "Revisión de las opciones de arquitectura de los receptores de banda ancha" Analog Devices, Inc, febrero de 2017.

Agradecimientos

Los autores desean agradecer a los numerosos ingenieros de Analog Devices que han hecho posible este trabajo. Esto incluye a los diseñadores de circuitos integrados, a los diseñadores de placas de circuito impreso, a los desarrolladores de software y a los técnicos que montaron el prototipo de hardware. También queremos dar las gracias a los gestores orientados a la aplicación, que demostraron previsión sobre el valor de la plataforma de pruebas y paciencia durante el largo proceso de construcción de la plataforma de pruebas. Nuestra descripción documenta los resultados de las pruebas del receptor, pero sin el trabajo de muchos otros, esta descripción no habría sido posible.

Lee:  Qué es el frenado dinámico: cómo funciona y sus aplicaciones

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