Amplificadores operacionales de baja potencia: sólo 20μA para 1,3MHz, 240μA para 30MHz

Nuestra familia de amplificadores operacionales se ha ampliado con una velocidad líder en la industria frente a la corriente de alimentación. Con una corriente de alimentación superbaja de 20μA, los LTC6258/LTC6259/LTC6260 (simple, doble, cuádruple) proporcionan 1,3MHz a la una con una tensión de offset máxima de 400μV y entrada y salida de carril a carril. Los siempre bajos 240μA LTC6261/LTC6262/LTC6263 (simple, doble, cuádruple) proporcionan 30MHz con una tensión de offset máxima de 400μV y entrada y salida de carril a carril. En combinación con una fuente de alimentación de 1,8 V a 5,25 V, estos amplificadores operacionales permiten aplicaciones que requieren un buen rendimiento con baja potencia y baja tensión.

Referencia de bajo ruido

Una de estas aplicaciones es una referencia de bajo ruido basada en la referencia de tensión en serie de precisión LT6656 con una baja corriente de alimentación de 1μA. En combinación con un filtro sencillo, el LTC6258 puede reducir el ruido efectivo del LT6656 y mejorar su capacidad de conducción de la corriente de salida, manteniendo un bajo consumo general.

La figura 1 muestra la configuración. En primer lugar, una frecuencia de corte muy baja sigue a la salida del LT6656 (RIN1 y CIN1(por ejemplo, por debajo del límite de 5 Hz). Los grandes valores de RIN1 puede desarrollar una tensión de offset importante debido a la corriente de polarización de entrada del LTC6258. El ajuste de RIN1 a 2,7kΩ produce un desplazamiento que es menor que la tensión nominal de desplazamiento de entrada del amplificador operacional. CIN1 puede ser mayor o menor, con mayor o menor filtración como resultado. El requisito de resistencia a la tensión de CIN1 es pequeño, lo que proporciona una capacidad relativamente grande en un volumen reducido.

Figura 1: Referencia de bajo ruido.

Este circuito aprovecha la capacidad del LTC6258 para manejar grandes cargas capacitivas. El uso de una gran batería de condensadores de salida conectada al LTC6258 evita en gran medida los circuitos de seguimiento que utilizan la tensión de referencia. En total, la combinación del LT6656 y el LTC6258, en esta configuración, desarrolla una tensión de referencia de bajo ruido y baja potencia con una capacidad de derivación significativamente grande.

Las densidades de ruido espectral de la tensión se muestran en la Figura 2. El ruido más alto de la referencia por debajo de 10 kHz disminuye una vez que un filtro (RIN1 y CIN1) sigue la referencia. El amplificador óptico, configurado en ganancia unitaria, con o sin una gran carga de 44μF, permanece estable y sólo aporta una pequeña cantidad de ruido de baja frecuencia. La figura 3 muestra la respuesta transitoria de la combinación de RIN1 - CIN1 circuito de filtro y amplificador operacional, con y sin el condensador de salida de 44μF.

Figura 2. Densidad de ruido del buffer.

Figura 3. Respuesta transitoria del buffer de referencia.

Es importante señalar que no hay una degradación apreciable en la precisión de la tensión de salida con la introducción del LTC6258 en el circuito de referencia.La precisión del grado LT6656A es del 0,05%. A 1,25V, el error es de ±625μV; el grado B con un error del 0,1% es de ±1,25mV. Utilizar el LTC6258 con un desplazamiento de 400μV como máximo añadirá algo de incertidumbre a la tensión de salida nominal, pero bien dentro del orden de magnitud del error inicial del LT6656. El consumo de corriente de alimentación medido es de 21μA.

Onda sinusoidal de utilidad

No se esperaría generar una onda sinusoidal con una distorsión de -100dBc utilizando un amplificador operacional de 5V de baja potencia. Sin embargo, se puede combinar un filtro pasabanda que utilice el LTC6258 con un oscilador de bajo consumo fácil de usar para crear una onda sinusoidal de bajo coste, baja tensión y muy baja disipación.

Componente del filtro activo

El filtro pasabanda de la figura 4 está acoplado en corriente alterna a una entrada. Por lo tanto, la entrada del LTC6258 no requiere que la etapa precedente desarrolle una determinada tensión de modo común absoluta. Un simple divisor de resistencias con RA1 y RA2 proporciona una polarización para el filtro pasabanda LTC6258. La polarización de las entradas del amplificador óptico a una tensión fija reduce la distorsión que podría producirse con el modo común en movimiento.

Figura 4. Filtro paso banda de 10kHz.

Este filtro está centrado en 10kHz. Los valores exactos de la resistencia y el condensador pueden modificarse hacia arriba o hacia abajo, según sea más importante el menor ruido de la resistencia o la menor corriente de alimentación total. Esta implementación está optimizada para una baja disipación, reduciendo la corriente en el bucle de retroalimentación. Los condensadores C2 y C3 eran originalmente de 4,7nF o más, con valores de resistencia más bajos, pero se han sustituido por otros de 1nF y valores de resistencia más altos, optimizando así la disipación.

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Figura 5. Ganancia/fase del filtro paso banda en función de la frecuencia.

Además de la disipación de energía, un aspecto secundario pero no menos importante de la impedancia de realimentación es la carga en la etapa de salida de carril a carril del amplificador óptico. Una carga más alta, como una impedancia entre 1K y 10K, reduce significativamente la ganancia en bucle abierto, lo que a su vez afecta a la precisión del filtro pasabanda. La ficha técnica sugiere que AVOL reducido en un factor de 5, de 100kΩ a 10kΩ. Bajar C2 y C3 podría ser factible, pero entonces R6 se hace aún más grande, introduciendo más ruido en la salida.

El objetivo de Q para este filtro pasabanda es moderado, alrededor de 3. Un Q moderado, en lugar de un Q alto, permite utilizar condensadores del 5%. Un Q más alto requiere condensadores más precisos y, muy probablemente, una ganancia de bucle abierto a 10 kHz mayor que la disponible con la carga de impedancia de realimentación. Naturalmente, un Q moderado produce menos atenuación de los armónicos que un Q más alto.

Añadir el oscilador

Se puede obtener un generador de ondas sinusoidales de baja potencia introduciendo una onda cuadrada en el filtro paso banda. En la figura 6 se muestra un diagrama completo. El oscilador microalimentado por resistencias del LTC6906 se configura fácilmente como una onda cuadrada de 10 kHz, y puede conducir la carga relativamente benigna que se ve en las resistencias de entrada del filtro de paso de banda. La corriente de alimentación del LTC6906 a 10kHz es de 32,4μA.

Figura 6. Circuito oscilador de 10kHz utilizando el LTC6906 TimerBlox® entrada.

La figura 7 muestra la salida del LTC6906 y la salida del filtro pasabanda. El HD2 de la onda sinusoidal es de -46,1dBc, y el HD3 es de -32,6dBc. La salida es de 1,34VP-P a 1,44 VP-P con un nivel exacto que varía ligeramente debido a la ganancia en bucle abierto del amplificador operacional finito a 10 kHz. El consumo total de corriente es inferior a 55μA en un raíl de 3V.

Figura 7. Formas de onda de tensión de la salida del oscilador y del filtro.

Otras mejoras

La figura 8 muestra las mejoras opcionales. Una referencia de bajo consumo aprovecha la capacidad del LTC6906 y el LTC6258 para funcionar con una fuente de alimentación muy baja. La referencia suministra 2,5 V desde una entrada de batería. La alimentación fija de 2,5 V estabiliza la oscilación de la tensión de salida en presencia de una tensión de entrada variable. Además, valores aún más bajos de condensadores de filtro con resistencias más altas reducen aún más la carga del LTC6258, lo que reduce la disipación y mejora la precisión del filtro.

Figura 8. Oscilador y filtro con fuente de alimentación regulada.

Controlador LED auto-oscilante

El parpadeo de los LEDs es una aplicación para la que se podría considerar un microprocesador que proporcionara un control sencillo de un reloj y un ciclo de trabajo. De hecho, un microprocesador con una salida de corriente limitada que conduce un LED directamente ofrece la implementación más sencilla; si se añade un MOSFET con el LED y una resistencia limitadora de corriente en el drenaje, se obtiene más corriente. Sin embargo, estos ejemplos no proporcionan un medio para controlar la corriente del LED (brillo del LED) sin algún circuito adicional. Y, por supuesto, un microprocesador añade la carga del control de versiones y el mantenimiento del código, la plataforma de desarrollo y los pasos de programación en producción.

La figura 9 muestra un destellador de LED con control de la corriente del LED encendido, sin utilizar una frecuencia sintetizada digitalmente. R2 y R3 introducen una copia dividida de la tensión de alimentación como referencia en el terminal positivo. El amplificador operacional fuerza esta tensión sobre la resistencia de detección RSENTIDO en el funcionamiento del LED ON

Figura 9. Conductor de LED con auto-oscilación.

El circuito de la figura 9 combina la detección de bordes con el uso de SHDN del pin LTC6258. C2 puede acoplar en CA cualquier VG acción de accionamiento de la puerta en la señal VC. Por tanto, cuando la tensión de puerta de M1 aumenta al encenderse el LED, VC se levanta de repente. VC se conecta al SHDN un frente ascendente en el eje SHDN la clavija permite que el LTC6258, que ya está conduciendo la corriente del LED a través de su circuito de retroalimentación, permanezca encendido. Sin embargo, M3 también está encendido cuando M1 lo está, por lo que trabaja con R9 para cargar lentamente C2 hasta que VC queda por debajo de la SHDN umbral. En este punto, se dispara la desconexión de baja activa y el LTC6258 se apaga. Una caída negativa de VG la tensión se retroalimenta en C2, y un VC y por lo tanto una caída SHDN la tensión de la clavija mantiene el circuito en un estado de "LED apagado" durante un tiempo. M3 se apaga y C2 se descarga hasta que VC es lo suficientemente alto como para reactivar el LTC6258.

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Puede parecer un poco extraño desarrollar un circuito de este tipo cuando un microprocesador o un LTC6992 pueden proporcionar capacidad de encendido y apagado en combinación con un solo MOSFET y una resistencia. El problema de estos circuitos, sin embargo, es la falta de control sobre la corriente del LED. En el circuito de la figura 9, se controla una tensión a través de una resistencia de detección. La tensión del LED es independiente de la corriente de accionamiento del LED. La generación de on/off, o parpadeo, es posible con la adición de un puñado de componentes baratos.

Es interesante observar que la corriente del LED depende de la fuente de alimentación en esta implementación, ya que la fuente de alimentación alimenta la referencia a través de R2 y R3. La fuente de alimentación es relevante para la temporización del ciclo de encendido/apagado, ya que la fuente de alimentación alimenta la parte de detección de bordes y relajación del circuito. A medida que la alimentación disminuye, la corriente del LED disminuye y el tiempo de ciclo aumenta. Este cambio de comportamiento puede ayudar a las aplicaciones de parpadeo de LEDs alimentados por batería a predecir el final de su vida útil. Como alternativa, con una referencia como el LT6656 que alimente todo el circuito excepto el LED y la rama M1, es posible operar con el brillo y la frecuencia del LED sin cambios.

La figura 10 muestra la tensión de la resistencia de detección y el SHDN tensión del husillo. El sitio SHDN la tensión está relacionada con VCel accionamiento de la puerta se acopla a través de C2 como se ha descrito anteriormente.

Figura 10. Corriente de los intermitentes LED.

Componentes RF y CF puede ralentizar los bordes considerablemente. La adición de este retardo no es esencial, pero puede ayudar a mitigar los contratiempos que se producen cuando la pieza pasa por una secuencia de encendido tras el inicio de la aplicación SHDN la clavija se convierte en alta inactiva. La constante de tiempo de 47μs (RF-CF) es insignificante en la escala de tiempo de parpadeo (decenas o cientos de ms): 47μs es mucho menor que cualquier constante de tiempo asociada a C2 y sus resistencias.

Filtros activos

Las elevadas relaciones MHz/mA de los amplificadores operacionales LTC6261/62/63 pueden refrescar los circuitos de filtro tradicionales. Los dos ejemplos de filtros que se comentan aquí muestran un rendimiento hasta ahora inalcanzable a tan baja potencia.

Filtro de Bessel de segundo orden

Un amplio ancho de banda y una baja corriente de alimentación permiten utilizar los filtros activos en aplicaciones portátiles y de bajo consumo. Por ejemplo, un filtro de Bessel de segundo orden, mostrado en la figura 11, ofrece una respuesta transitoria limpia a costa de una amortiguación menos pronunciada en el dominio de la frecuencia

Figura 11. Filtro de Bessel de segundo orden.

El consumo de corriente de alimentación medido es de unos 230μA, aunque los valores máximos de alimentación de la hoja de datos sugieren que el consumo a través de la salida y la temperatura puede ser ligeramente superior. Los valores de las resistencias elegidos minimizan el consumo de energía a costa del ruido en la banda.

Si VREF se deriva de un divisor resistivo de alta impedancia, entonces se necesita un gran condensador para garantizar que la tensión de referencia sea sólida hasta frecuencias muy bajas. La referencia en la entrada positiva del amplificador óptico debe ser una buena "tierra de CA" en todas las frecuencias cuando se utiliza esta configuración de amplificador inversor.

Tabla 1. Amplificadores operacionales de entrada/salida de carril que ahorran energía
GBWIS perAMPEFICIENCIA GBW, MHz/mAEFICIENCIA DEL SR, Vμs/mAenEFECTIVIDAD, (nV√Hz)-√mA
LTC6258/9/601.3MHz20μA651238
LTC6255/6/76.5MHz65μA100245.5
LTC6261/2/330MHz240μA1252913
LTC6246/7/8180MHz1mA180904.2
LTC6252/3/4720MHz3.5mA206805.1

La respuesta en frecuencia (Figura 12) muestra un roll-off esperado de dos polos y una ligera caída cerca del punto 3dB; la respuesta transitoria es muy limpia, como se muestra en la Figura 13.

Figura 12. Respuesta en frecuencia de Bessel de segundo orden.

Figura 13. Respuesta transitoria del filtro de Bessel.

Filtro Butterworth de tercer orden

El uso de un filtro de Butterworth proporciona una respuesta de magnitudes máximamente plana en la banda pasante. Se añade una etapa RC adicional delante del filtro para maximizar el corte de un solo circuito amplificador. El uso de una etapa adicional complica las matemáticas, pero no de forma intrincada.

Figura 14. Filtro Butterworth de tercer orden.

El consumo de corriente de alimentación medido es de unos 235μA. Los valores de las resistencias elegidos minimizan el consumo de energía a costa del ruido en la banda.

La respuesta en frecuencia (Figura 15) muestra una esperada caída de tres polos, una meseta prolongada y una caída brusca; la respuesta transitoria incluye una pequeña cantidad de timbre, como se muestra en la Figura 16.

Figura 15. Respuesta en frecuencia Butterworth de tercer orden.

Figura 16. Respuesta transitoria del filtro Butterworth.

Amplificador de salida en puente diferencial

La baja corriente de alimentación de estos amplificadores operacionales, con un rendimiento de ancho de banda y ruido, permite conseguir una excelente fidelidad con una fracción de la disipación típica de los equipos de audio portátiles. Al igual que con los crossovers activos, revisar los drivers de los auriculares en los equipos de audio portátiles es una empresa racional, dadas las capacidades únicas del LTC6261.

Una de las principales preocupaciones en un dispositivo portátil es el consumo de la batería. La música que se reproduce a todo volumen o las elecciones musicales de los oyentes influyen en el ritmo de descarga de la batería; en su mayor parte, el uso final de un aparato escapa al control del diseñador. Sin embargo, la corriente de reposo no lo es. Como un aparato puede pasar gran parte de su tiempo en reposo, la corriente de reposo es importante, ya que agota continuamente las pilas. La baja corriente de reposo del LTC6261 aumenta el tiempo de descarga de las baterías.

Las impedancias de los altavoces de los auriculares van de 32Ω a 300Ω; su capacidad de respuesta, de 80dB a 100dBSPL por 1mW y más. Por ejemplo, considerando un altavoz de auriculares con 90dBSPL por 1mW, se necesitan 100mW entregados para alcanzar los 110dBSPL.Con 32Ω, la corriente rms es de 56mA y la tensión de 1,8V; con 120Ω, 29mA y 3,5V.

Con una alimentación de 3,3V y la salida de un amplificador LTC6261, puede que no haya suficiente capacidad de accionamiento para producir 100mW. Sin embargo, la combinación de dos amplificadores en fase de 180° es suficiente para proporcionar el impulso necesario para conseguir más de 100 mW de potencia de salida. La duplicación de este circuito de accionamiento del puente permite alimentar tanto el lado izquierdo como el derecho. La figura 17 muestra el esquema del circuito del controlador.

Figura 17. Conductor del puente de los auriculares.

El LTC6263 proporciona cuatro amplificadores en un pequeño paquete. En las figuras 18 y 19 se muestran los datos de un LTC6262 de dos amperios que conduce lo que podría ser la izquierda o la derecha. El consumo básico de corriente de los dos amplificadores, a no menos de 1VP-P la tensión de entrada, pero sin carga, es de 500μA.

Figura 18. THD y ruido del controlador de puente LTC6262 con diferentes cargas en función de la frecuencia.

Figura 19. THD y ruido del controlador de puente LTC6262 con diferentes cargas en función de la amplitud a 1kHz.

La solución mostrada en la figura 17 consiste primero en una etapa de ganancia inversora con ganancia de bucle cerrado = 1,5, y una etapa inversora posterior. La combinación de las etapas inversoras produce una ganancia de entrada de un solo extremo de salida diferencial de 3. Con 500mVP-P entrada, la salida es de 1,5VP-Po 0,75V máximo, o 0,53VRMS. A 50Ω, una entrada de 500mV da lugar a una potencia de salida de unos 5,6mW. AT 1VP-P el circuito entrega 22,5mW. Ten en cuenta que es útil que la salida del LTC6261 pueda oscilar cerca del rail a rail con la carga.

La primera construcción de este circuito en el laboratorio produjo un gran sonido a unos cientos de Hz. Resultó que la entrada positiva no estaba bien conectada a tierra como "tierra de CA" en todas las frecuencias porque la tensión no estaba fuertemente anclada. La necesidad de ajustar el voltaje surge cuando se utiliza una sola fuente de alimentación en lugar de una doble. Con una sola alimentación, VM no es tierra, sino una tensión de carril medio creada para que las topologías invertidas funcionen correctamente. El divisor de resistencias que crea VM tiene valores de resistencia grandes (por ejemplo, dos de 470k en serie) para minimizar la corriente de alimentación adicional. Un gran condensador proporciona una sólida conexión a tierra a bajas frecuencias. De hecho, la adición de un condensador grande (1μF, que forma un polo con las resistencias de 470k en paralelo) elimina el misterioso tono de distorsión.

A pesar de la baja corriente de reposo, este driver proporciona una baja distorsión en una carga de auriculares. Cuando la amplitud es lo suficientemente alta, la distorsión aumenta drásticamente y la salida del amplificador óptico se corta. El recorte se produce más rápidamente con una carga mayor, ya que los transistores de salida empiezan a quedarse sin ganancia de corriente.

Conclusión

Las aplicaciones que aquí se presentan aprovechan una combinación única de características disponibles en las familias de amplificadores operacionales LTC6258/LTC6259/LTC6260 y LTC6261/62/63. La baja corriente de reposo de estos dispositivos no disminuye su capacidad de funcionar a niveles normalmente reservados para piezas de mayor consumo. La entrada y la salida de carril a carril, la desconexión y la elección del embalaje son características que aumentan su versatilidad.

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